【正文】 圖 3211 29 關(guān)鍵元器件的選擇與設(shè)計(jì) 線性光耦合器 PC817 光電耦合器是以光為媒介來(lái)傳播電信號(hào)的器件。線 性光電耦是一種與普通光耦不同的新型光電轉(zhuǎn)換器件，它可以傳輸模擬電壓或電流信號(hào)，輸入信號(hào)的強(qiáng)弱不同，發(fā)光器產(chǎn)生相應(yīng)強(qiáng)弱的光信號(hào)，從而使受光器的導(dǎo)通程度也隨光信號(hào)強(qiáng)弱的不同而輸出的電壓或電流強(qiáng)度也隨之不同并具有線性的對(duì)應(yīng)關(guān)系。 TL431 是 ～ 36V 可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器。 圖 333 TL431 的電氣符 號(hào)圖和等效電路圖 圖中， A 為陽(yáng)極，需接地使用； K 為陰極，需經(jīng)限流電阻接正電源；refU是輸出電壓o的設(shè)定端，根據(jù) refo URRU )/1( 21??，外接電阻分壓器選擇不同的1R和2的值可以得到從~36V 范圍內(nèi)連續(xù)輸出電壓。因此，全面分析設(shè)計(jì)變壓器的材料、損耗、磁通密度、制造工藝就顯得尤為重要。如下圖 335 所示： 32 圖 335 高頻變壓器 輸入整流濾波電路的電路 對(duì)于市電供電的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源，輸入整流濾波電路的設(shè)計(jì)是必須的，但是相對(duì)于其他電路部分，輸入整流電路的設(shè)計(jì)相對(duì)簡(jiǎn)單，但其設(shè)計(jì)的好壞對(duì)于電源的可靠性和對(duì)電網(wǎng)的影響也有較大的影響。兩個(gè)原因均是由于負(fù)載是電感性引起的，前者影響較大，后者次之。 在反激變換器中，儲(chǔ)存在變壓器原邊電感 Lp 的主要能量在反激時(shí)期中將傳輸?shù)礁边?。?dāng) MOS 管關(guān)斷時(shí)，由于反激作用， MOS 集電極電壓 Vc 迅 速上升，但由于 D5 此時(shí)有正偏壓而導(dǎo)通，使 MOS 管電流被 分流， Vc2 電壓逐漸上升，即 Vc 電壓也是逐漸上升的，而且鉗位在 2Vs 數(shù)字上，從而把 Vc 上升的尖峰電壓的頂部削去（如虛線所示脈沖） 在周期的剩下的時(shí)間里，隨著 R2 放電電流減小， C6 的電壓降會(huì)返回到原來(lái)值。 不能把。此鉗位電壓是自跟蹤的，在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，因?yàn)?C6 的電壓會(huì)自動(dòng)地調(diào)整，直到所有多余的反激電能消耗在 R2 上。（ Lp+LLT）上的能量在 MOS 關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的過(guò)電壓，必須加緩沖網(wǎng)絡(luò)予以限制。一是減小漏電感；二是耗散過(guò)電壓的能量，或者使能量反饋回電源。許多交流輸入的場(chǎng)合有些電源還帶有 PFC 功率因數(shù)校正電 路，以減小電源對(duì)電網(wǎng)供電質(zhì)量的影響。當(dāng)截止脈沖到來(lái)時(shí)，根據(jù)楞次定律，次級(jí)產(chǎn)生與之前方向相反的感應(yīng)電壓，使整流二極管立即導(dǎo)通，次級(jí)線圈產(chǎn)生的感應(yīng)電壓向輸出濾波電容充電，即把能量從初級(jí) 繞組傳遞到次級(jí)的輸出電容中，并給負(fù)載供電。 TL431 內(nèi)部原理圖如圖 334 示： 31 圖 334 TL431 內(nèi)部原理圖 高頻變壓器 高頻變壓器是開(kāi)關(guān)電源的重要組成部件，它不僅是能量轉(zhuǎn)換和傳輸?shù)闹饕骷?，而且能夠?qū)崿F(xiàn)輸入與輸出的電器隔離。它可以輸出 ~36V 連續(xù)可調(diào)電壓，工作電流范圍寬達(dá) ～100mA，動(dòng)態(tài)電阻典型值為 歐，輸出雜波低。 PC817 內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖 331 所示： 圖 331 PC817 內(nèi)部結(jié)構(gòu) 發(fā)光二極管正向電流If ( m A ) 圖 332 PC817 集電極發(fā)射極電壓 V 與發(fā)光二極管正向電流fI的關(guān)系 30 可調(diào)精密并 聯(lián)穩(wěn)壓器 TL431 本課題所設(shè)計(jì)的基準(zhǔn)電壓和反饋電路采用三端穩(wěn)壓器 TL431 構(gòu)成。當(dāng)輸入端加電信號(hào)時(shí)，發(fā)光器（發(fā)光二極管）發(fā)出強(qiáng)弱光線，照射在受光器（光敏晶體管）上，受光器接受強(qiáng)弱不同的光線后導(dǎo)通程度也不同，產(chǎn)生不同強(qiáng)度的電流從輸出端輸出，實(shí)現(xiàn)了 “ 電 光 電 ” 的轉(zhuǎn)換。這樣做的好處是，跳過(guò)了 UC3844 的內(nèi)部放大器，從而把反饋信號(hào)的傳輸時(shí)間縮短了一半，使電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)變快。 圖 329 補(bǔ)償 圖 3210 E/A 配置 28 E/A 輸出將供應(yīng) 電流并吸收 2mA 電流， RF 的下限由下式給 出： 但是如果 反饋電路改用 TL43l 加光耦來(lái)控制。圖 3210 示出了一款適合對(duì)任何電流模式控制的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（利用電感器電流來(lái)運(yùn)作的反激式和升壓轉(zhuǎn)換器除外）進(jìn)行穩(wěn)定化處理的 E/A 補(bǔ)償電路。 如圖 3— 2— 6 所示， Rs 可以直接（或通過(guò)一個(gè)電流變壓器）連接至電源電路，雖然直接連接的做法比較簡(jiǎn)單，但采用變壓器能夠降低 Rs 中的功耗，減少由基極電流引起的誤差，并提供電平移位以消除接地參考的檢測(cè)的限制， Vc 與功率級(jí)中的峰值電流之間的關(guān)系由下式給出： 式中： N=電流檢測(cè)變壓器的匝數(shù)比 =1（當(dāng)未使用變壓器的時(shí)候） 為了便 于小信號(hào)的分析，控制 — 檢測(cè)電流增益為： 26 如圖 327 所示，當(dāng)檢測(cè)與功率晶體管串聯(lián)的電流時(shí)，電流波形再前沿處常常有一個(gè)很大的尖峰，這是由于整流器恢復(fù)或電源中的繞組間的電容造成的，如果不對(duì)其經(jīng)行衰減那么該瞬變會(huì)過(guò)早的終止輸出脈沖，如圖所示，采用一個(gè)簡(jiǎn)單的 RC 濾波器往往足以抑制該尖峰， RC 時(shí)間常數(shù)應(yīng)該大致等于電流尖峰持續(xù)時(shí)間（通常為幾百 ns） UC3844 電流檢測(cè)比較器的反相輸入在內(nèi)部鉗位于 1V（圖 3— 2— 8）。因此，必須將其震蕩頻率的運(yùn)行頻率設(shè)定為電源的開(kāi)關(guān)頻率的兩倍。 圖 323 24 圖 324 在欠壓閉鎖期間，對(duì)輸出驅(qū)動(dòng)器施加了偏壓，以吸收較少量 的電流。而且在 VAC=90VRMS（低線路輸入電壓）時(shí)仍然對(duì) GIN 進(jìn)行充電。通常我們通過(guò)測(cè)量該腳是否有穩(wěn)定的 +5V 輸出來(lái)判斷該 IC 是否正常工作。一旦芯片開(kāi)始工作，該芯片就能在 1016V 之間波動(dòng)的電源供電條件下正常工作， 6V 的差值電壓可有效地防止電路在給定工作電壓附近振蕩。 4 腳外接定時(shí) RC 網(wǎng)絡(luò)，用以確定振蕩器的工作頻率，其頻率通過(guò)式)( kHzCRf tt?確定。這兩個(gè)控制回路都是在固定頻率下工作的。 UC3844 可提供 8 腳雙列直插塑料封裝和 14 腳塑料表面貼裝封裝（ SO14）。 雙脈沖抑制。 21 自動(dòng)前饋補(bǔ)償。 UC3842 和 UC3843 能夠在占空比接近 100%的條件下運(yùn)行。這個(gè)適合于驅(qū)動(dòng) N 溝道 MOSFET 或者雙極晶體管開(kāi)關(guān)的輸出級(jí)在關(guān)斷狀態(tài)中為低電平。本課題設(shè)計(jì)的電源主電路拓?fù)洳捎脝味朔醇な阶儞Q器結(jié)構(gòu)，采用 UC3844 作為 PWM 主控 IC，以實(shí)現(xiàn)電壓和電流的雙閉環(huán)控制，從而提高負(fù)載調(diào)整率，電壓調(diào)整率，以達(dá)到電子設(shè)備對(duì)電源電壓穩(wěn)定性的要求，本電源開(kāi)關(guān)頻率設(shè)定在 50kHz，同時(shí)輸出 2 路相互隔離的電壓。 基本關(guān)系式 共同關(guān)系式 開(kāi)關(guān)管 S 導(dǎo)通期間，流過(guò)初級(jí)繞組 Np 的電流1i線性增長(zhǎng)，其增量為： DTLUTLUi inonin 111 ??? （ 231） 式中 T 為開(kāi)關(guān)周期， D 為占空比。這意味著儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量必須在每形個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)完全釋放掉，其開(kāi)關(guān)電流波形呈三角形。采用連續(xù)模式可減小初級(jí)峰值電流 IP 和有效值電流 IRMS，降低芯片 的功耗。 這兩種工作模式的開(kāi)關(guān)電流波形圖分別如圖 235(a)， (b)所示。當(dāng) S 截止時(shí)，初級(jí)感應(yīng)電壓極性反向，使次級(jí)繞組感應(yīng)電壓極性反轉(zhuǎn)，二極管 D 導(dǎo)通，儲(chǔ)存在變壓器中的能量傳遞給輸出電容 C，同時(shí)給負(fù)載供電，磁能轉(zhuǎn)化為電能釋放出來(lái)。 17 U i nDCR+U oT..SL 1 L 2L1iL2ioi 234 單端反激式變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 圖 234 中變壓器的初級(jí)繞組與次級(jí)繞組同名端相反，inU為輸入直流電壓，開(kāi)關(guān) S為功率開(kāi)關(guān)管， C 為輸出濾波電容， R 為負(fù)載，L1i為初級(jí)繞組電流，L2i為次級(jí)繞組電流；oU和oi為輸出電壓和電流，參考方向如圖中所示。由于該方式的開(kāi)關(guān)頻率不固定，因此輸出濾波電路的設(shè)計(jì)不易實(shí)現(xiàn)最優(yōu)化。 開(kāi)關(guān)電源直流輸出電壓 Uo 與輸入電壓 Ui 之間有如下關(guān)系： Uo=UiD (12) 由式 (11)和式 (12)可以看出，若開(kāi)關(guān)周期 T 一定，改變開(kāi)關(guān) S 的 導(dǎo)通時(shí)間n0T，即可改變脈沖占空比 D，從而達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。 工作原理 開(kāi)關(guān)電源就是采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)元件，通過(guò)周期性通斷開(kāi)關(guān)，控制開(kāi)關(guān)元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開(kāi)關(guān)電源的工作原理可以用圖 233 進(jìn)行說(shuō)明。下面就對(duì)這一結(jié)構(gòu)主電路進(jìn)行討論分析。 開(kāi)關(guān)電源的基本工作工程： 交流輸入經(jīng)整流濾波變成直流； 控制器輸出高頻 PWM 信號(hào)控制開(kāi)關(guān)管，將直流電壓斬波成高頻脈沖電壓加到高頻變壓器初級(jí)繞組上； 高頻變壓器次級(jí)繞組感應(yīng)出高頻電壓，經(jīng)整流濾波供給負(fù)載； 反饋環(huán)節(jié)從一部分輸出電壓采樣得到誤差電壓，經(jīng)誤差放大后輸入到控制器，控制占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。而開(kāi)關(guān)電源多為對(duì)等幅脈沖進(jìn)行控制，脈沖的占空比是開(kāi)關(guān)電源的控制器來(lái)調(diào)節(jié)的。與線性穩(wěn)壓電源不同的是，開(kāi)關(guān)電源的功率開(kāi)關(guān)管工作在開(kāi)關(guān)（導(dǎo)通與截至）狀態(tài)。 4． MOSFET 開(kāi)關(guān)管的選擇及其驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)。開(kāi)關(guān)工作頻率為 50kHz，輸出 2 路隔離的電壓。輸出電壓 Uo通過(guò)電阻分壓器 R R2 分壓并獲得取樣電壓，與 TL431 中的 基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較后輸出誤差電壓，然后通過(guò)光耦去改變 TOP246Y 的控制端電流 ，的輸出占空比 D 與 IC 成反比，故 D 減小，這就迫使 Uo 降低，達(dá)到穩(wěn)壓目的。當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，變壓器的初級(jí)極性上端為正，下端為負(fù)，從而導(dǎo)致 VD1 截止，因而鉗位電路不起作用。圖中， BR 為整流橋， CIN 為輸入端濾波電容， COUT 是輸出端濾波電容。由于單端反激式開(kāi)關(guān)電源電路簡(jiǎn)單、所用元件少，輸出與輸入間有電氣隔離，能方便的實(shí)現(xiàn)多路輸出，開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)簡(jiǎn)單，因此該電源采用單端反激式電路。 (d)配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路，由 VDZ 提供參考電壓 UZ，當(dāng) Uo 發(fā)生波動(dòng)時(shí)，在 LED 上可獲得誤差電壓。 VDZ 的穩(wěn)定電壓一般為 22V，需相應(yīng)增加反饋繞組的匝數(shù)，以獲得較高的反饋電壓 UFB，滿足電路的需要。 10 反饋電路的基本類型與選擇 單片開(kāi)關(guān)電源的反饋電路有 4 種基本類型：基本反饋電路；改進(jìn)型基本反饋電路；配TL431 的光耦反饋電路；配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。 圖 147 反轉(zhuǎn)式開(kāi)關(guān)電源 一般來(lái)說(shuō)，功率很小的電源（ 1～ 100W）采用電路簡(jiǎn)單、成本低的反激型電路較好；當(dāng)電源功率在 100W 以上且工作環(huán)境干擾很大、輸入電壓質(zhì)量惡劣、輸出短路頻繁時(shí)，則應(yīng)采用正激型電路；對(duì)于功率大于 500W、工作條件較好的電源，則采用半橋或全橋電路較為合理；如果對(duì)成本要求 比較嚴(yán)，可以采用半橋電路；如果功率很大，則應(yīng)采用全橋電路；推挽電路通常用于輸入電壓很低、功率較大的場(chǎng)合。無(wú)論開(kāi)關(guān)管 VT1 之前的脈動(dòng)直流電壓高于或低于輸出端的穩(wěn)定電壓，電路均能正常工作。當(dāng)開(kāi)關(guān)管 VT1 導(dǎo)通時(shí)，電感 L 儲(chǔ)存能量。當(dāng)開(kāi)關(guān)管 VT1 導(dǎo)通時(shí)，二極管 VD1 截止，輸入的整流電壓經(jīng) VT1 和 L 向 C 充電，這一電流使電感 L 中的儲(chǔ)能增加。電路使用兩個(gè)開(kāi)關(guān)管 VT1 和 VT2，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管在外激勵(lì)方波信號(hào)的控制下交替的導(dǎo)通與截止，在變壓器 T 次級(jí)繞組得 到方波電壓，經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸ｋ娐分杏捎谪?fù)載位于變壓器的次級(jí)且工作在反激狀態(tài)，具有輸入和輸出相互隔離的優(yōu)點(diǎn)。與此同時(shí)，感應(yīng)電壓給 C1 充電，隨著 C1 充電電壓的增高， VT1 基極電位逐漸變低，致使 VT1 退出飽和區(qū)， Ic 開(kāi)始減小，在 L2 中感應(yīng)出使 VT1 基極為負(fù)、發(fā)射極為正的電壓，使 VT1 迅速截止，這時(shí)二極管 VD1導(dǎo)通，高頻變壓器 T 初級(jí)繞組中的儲(chǔ)能釋放給負(fù)載。 由于這種電路在開(kāi)關(guān)管 VT1 導(dǎo)通時(shí)，通過(guò)變壓器向負(fù)載傳送能量，所以輸出功率范圍大，可輸出 50～ 200W 的功率。這種電路在形式上與單端反激式電路相似，但工作情形不同。它也有其一定的 5 缺點(diǎn)，如開(kāi)關(guān)管截止期間所受反向電壓較高，導(dǎo)通期間流過(guò)開(kāi)關(guān)管的峰值電流 較大。所謂的反激，是指當(dāng)開(kāi)關(guān)管 VT1 導(dǎo)通時(shí)，高頻變壓器 T初級(jí)繞組的感應(yīng)電壓為上 正下負(fù)，整流二極管 VD1 處于截止?fàn)顟B(tài)，副邊上沒(méi)有電流通過(guò)，能量?jī)?chǔ)存在高頻變壓器的初級(jí)繞組中。按開(kāi)關(guān)管的連接方式，開(kāi)關(guān)電源分為串聯(lián)型與并聯(lián)型開(kāi)關(guān)電源，串聯(lián)型開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)管是串聯(lián)在輸入電壓與輸出負(fù)載之間的，屬于降壓式穩(wěn)壓電路 。本課題主要研究的是輸出兩路隔離電壓的開(kāi)關(guān)電源，研究?jī)?nèi)容如下： 開(kāi)關(guān)電源的種類選擇 開(kāi)關(guān)型穩(wěn)壓電源的種類很多，分類方法也有多種。開(kāi)關(guān)電源還朝著模塊化方向發(fā)展。 功率因數(shù)校正，許多國(guó)家也在研究性價(jià)比較高的功率因數(shù)校正技術(shù)。 C），通態(tài)電阻小，導(dǎo)熱性 4 能好，漏電流極小， PN 結(jié)耐壓高等等。鐵氧體或其他薄膜材料可集成在硅片上等。有效值電流 ic（ rms ） 比負(fù)載電流 I0 大，其計(jì)算式為： ic（ rms= ； 電容器的選擇，除了考慮有效值外尚要考慮紋波電壓耐壓值的要求。 溫度升高，等效串聯(lián)電阻（ ESR）加大，導(dǎo)致電容壽命減短，這是普通電解電容的缺點(diǎn)。面積加大（因?yàn)殡娙萘颗c表面積成正比），加入 的電解液可在凹凸面上流動(dòng)。另外電容等效