【正文】 展，從單一的收音，磁帶兩用機(jī)發(fā)展到加入單碟或自動(dòng)換片的多碟 CD 機(jī)，但對小汽車音響功放來說卻基本變化不大，仍為以收音機(jī)，磁帶機(jī)和 CD 機(jī)組成的一體化音響。目前國外汽車音響現(xiàn)狀有以下特點(diǎn)。 由于小汽車音響受到 12V 供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進(jìn)一步提高。目前 DCDC 變換器與機(jī)械變流器相比，已今非昔比，其開關(guān)頻率可達(dá)100KHZ 以上，效率接近 90%。河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 28 顯然，也包括了電源瞬間輸出電流的能力。 PWM 電路才輸出信號上升，開關(guān)電源再降低其輸出電壓，以使其輸出電壓穩(wěn)定。實(shí)際上變換器是不用穩(wěn)壓系統(tǒng)的開關(guān)電路，任何開關(guān)電源除去脈沖調(diào)制，取樣誤差放大部分實(shí)質(zhì)即為直流變換器 [15]。另一名為“ Jensen”的汽車功放所配用的變換器，則可將 12V 電壓變換成雙電源177。該汽車功放中利用 MOSFET 管作為開關(guān)管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時(shí)還可以減小電源變壓器的體積。 汽車音響供電電源的組成 TL494 的輔助電路設(shè)計(jì) 圖 41TL494 輔助電路 在該電路中， TL494 第 5， 6 腳外接時(shí)間常數(shù)電路（ C3， R5），振蕩器產(chǎn)生80kHZ 的脈沖信號，經(jīng) TL494 內(nèi)部雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器控制，變成兩路時(shí)序不同的驅(qū)動(dòng)脈沖，驅(qū)動(dòng)兩組驅(qū)動(dòng)放大器。 TL494 第 1， 2 腳為兩組取樣放大器的同相和反相輸入端，可控制內(nèi)部比較器組成的脈寬調(diào)制器設(shè)定的占空比。由 R7 接入 5V 基準(zhǔn)電壓。 第 4 腳為死區(qū)時(shí)間控制端，通過 R6， R4 從 5V 基準(zhǔn)電壓分壓得到 死區(qū)時(shí)間控制電壓，使兩組驅(qū)動(dòng)脈沖之間有占脈寬 5%的間隙。 第 7 腳為公共地端。 第 13 腳與第 14 腳并聯(lián)， 13 腳外接 5V 高電平時(shí)為雙端圖騰柱輸出脈沖，來驅(qū)動(dòng)后面主電路中推挽開關(guān)電路。當(dāng)?shù)?10 端輸入前 1800 驅(qū)動(dòng)脈沖時(shí) VT1,VT3 導(dǎo)通 +12V輸入電壓經(jīng)逆變產(chǎn)生矩形波。 的基準(zhǔn)電壓。第 10 腳輸出為兩路正極性圖騰柱輸出脈沖，適合于驅(qū)動(dòng) N 溝道 MOS FET 管。 第 5， 6 腳為振蕩頻率控制端，外接 R5， C3 設(shè)定振蕩器產(chǎn)生 約 80KHZ 的振蕩脈沖，徽調(diào) R5 可使振蕩頻率為 100KHZ。另外，第 2 腳外接 C 為軟起動(dòng)電容，開機(jī)瞬間 C4 充電使第 2 腳瞬間為低電平，誤差放大器輸出高電平，隨著 C4 充電電壓升高，第 2 腳電壓升高，第 3 腳電壓降低，使 PWM 比較器輸出脈寬緩增大到額定脈寬，避免開機(jī)沖擊電流損壞開關(guān)管 [16]。電路中以 R2 接地，使之為低電平。為了避免在兩路脈沖交替處推挽開關(guān)管 VT1， VT3和 VT2， VT4 同時(shí)導(dǎo)通， TL494 的第四腳外接 R6， C2， R4 設(shè)定死區(qū)時(shí)間。 TL494 原設(shè)計(jì)為它激式開關(guān)電源驅(qū)動(dòng)控制器，內(nèi)部除含有振蕩器，脈寬調(diào)制器以外，還有基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓電路，死區(qū)時(shí)間控制電路和兩組比較器組成的誤差檢測電路。此外，由于自激式振蕩電路其工作頻率隨負(fù)載電流變化，脈沖干擾抑制也比較困難。 1980 年，德國生產(chǎn)的 Monacor HPB150 汽車功放，配備了 12V與177。 直流變換器則不同，變換器的開關(guān)管始終以設(shè)定的脈寬工作，只要開關(guān)管 有足夠的開關(guān)電流，它能隨時(shí)提供其額定功率以內(nèi)的電壓。即使負(fù)載電流瞬間增大使輸出電壓下降 ,穩(wěn)壓控制系統(tǒng)也只能控制開關(guān)管在 下一個(gè)導(dǎo)通周期延長導(dǎo)通時(shí)間，待開關(guān)管載止后，輸出電壓上升，以圖補(bǔ)償負(fù)載電流增大的影響。現(xiàn) 代的晶體管放大器部分仍為 AB 類放大，其工作電流隨信號的波動(dòng)成正比變化，所以功放實(shí)際上構(gòu)成變動(dòng)范圍極大負(fù)載。 24V177。之所以說 DC 變換器“重出江湖”，是因?yàn)樯鲜兰o(jì)40 年代的電子管收音機(jī)時(shí)代，為了向汽車中的電子管收音機(jī)提供高電壓供電，曾廣泛采用一種“振動(dòng)子”變流器，這種變流器的原理是利用機(jī)械觸點(diǎn)組成雙向開關(guān)，將 12V 直流電變換為雙向方波，然后通過變壓器資脈沖波電壓升高，再整流，濾波成為高壓直流電，其電路基本原理與現(xiàn)有的晶體管直流變換器是相同的，區(qū)別是由機(jī)械開關(guān)換向，其脈沖頻率只是在 1KHZ 以下，而 且頻率也較低。最近，國內(nèi)電子報(bào)刊紛紛刊出汽車音響升級的報(bào)道，表明有車一族對此并不滿足，于是 很想了解國外最新汽車音響動(dòng)向。 TL494 輸出的 PWM 脈沖從 9 腳或 10 腳送至 EXB840 的 15 腳。來自溫度傳感器 AD590 所檢測的電池溫度信號 TF 由微機(jī)處理后引入到 16 腳，當(dāng)電池溫度超過規(guī)定值（設(shè)為 130% TN）時(shí)，產(chǎn)生控制信號調(diào)制輸出脈沖的寬度，使電路處于限流輸出運(yùn)行。 TL494 輸出脈沖的寬度調(diào)節(jié)由振蕩器電容 CT 兩端的正向鋸齒波和兩個(gè)控制信號相比較來實(shí)現(xiàn)。 圖 33 工作波形 TL494 構(gòu)成的 PWM 控制器電路 PWM 控制器電路其核心采用專用集成芯片 TL494，原理見圖 34 所示，通過適當(dāng)?shù)耐饨与娐?，不但可以產(chǎn)生 PWM 信號輸出，而且還有多種保護(hù)功能。的脈寬調(diào)制控制脈沖。用于誤差檢 出基準(zhǔn)電壓和控制模式的控制電壓。雙端輸出時(shí)最大驅(qū)動(dòng)電流為 2 200mA，并聯(lián)運(yùn)用時(shí)最大驅(qū)動(dòng)電流為 400mA。供電范圍適應(yīng) 8～ 40V。此時(shí)兩管發(fā)射極接共地。 6 腳為鋸齒波振蕩器外接定時(shí)電阻端。 4 腳為死區(qū)時(shí)間控制端。 3 腳為誤差放大器 A A2 輸出端。 河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 24 TL494 管腳功能及參數(shù) 16 腳為誤差放大器 A A2 的同相輸入端。 (4)內(nèi)部兩組完全相同的誤差放大器，其同相輸入端和反相輸入端均被引出芯片外，因此可以自由設(shè)定其基準(zhǔn)電壓，以方便用于穩(wěn)壓取樣，或用其中一種作為過壓、過流的超閾值保護(hù)。 TL494 內(nèi)部電路如下： 河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 23 圖 32 TL494 內(nèi)部電路框圖 (1)內(nèi)置 RC 定時(shí)電路設(shè)定頻率的獨(dú)立鋸齒波振蕩器，其振蕩頻率： RCf ? (31) 式中， f 單位為 KHz， R 的單位為 kΩ， C 的單位為 μF，其最高振蕩頻率為 300KHz，能驅(qū)動(dòng)雙極型開關(guān)管或 MOSFET 管。 TL494 內(nèi)部電路 TL494 是一種電壓控制模式的 PWM 控制和驅(qū)動(dòng)集成電路芯片，由于它具有兩路相位相差 180176。死區(qū)時(shí)間比較器具有 120mV 的輸入補(bǔ)償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時(shí)間約等于鋸齒波周期的 4%，當(dāng)輸出端接地，最大輸出占空比為 96%，而輸出端接參考電平時(shí)，占空比為 48%。功率輸出管 Q1 和 Q2 受控于或非門。 (5)可調(diào)整死區(qū)時(shí)間。 1 2 3 4 5 6 7 891 0 1 1 1 2 1 3 1 41 51 6I N +I N F B G N DV c c V r e fE 2C 2E 1C 1C O NR tC tTI N +I N T L 4 9 4 圖 31 TL494 外形圖 TL494 其他主要特點(diǎn)如下： (1) 集成了全部的脈寬調(diào)制電路。同反激型變換電路一樣，正激電路的輸出電壓和輸入電壓比值除了與線圈匝數(shù)比有關(guān)外，還與開關(guān)周期 T 和占空比有關(guān)。電路由功率開關(guān)管 VT、變壓器TC，二極管 V1， V2， V3 和電容 C 組成。功率管的高頻開關(guān)使得電感發(fā)生強(qiáng)大的電磁感應(yīng)，從而產(chǎn)生高壓，經(jīng)電容穩(wěn)壓輸出成高壓直流。其電路原理圖如圖 25 所示： 圖 25 BOOST 升壓電路原理圖 整個(gè)電路由功率開關(guān)管 VT、儲能電感 L、二極管 V 及濾波電容 C 組成。因此后置升 壓方案不可行。 首先分析后置升壓，升 壓環(huán)節(jié)輸入為濾波器輸出的低壓交流正弦波，交流升壓通常采用的方法為線圈升壓或壓電變壓器升壓。在電源設(shè)計(jì)的過程中， 從不同角度考慮了多種升壓方案。 VT 關(guān)斷后變壓器的激磁電流經(jīng) N3 繞組和 V3 流回電源，所以 開關(guān)管 VT關(guān)斷后承受的電壓表達(dá)式為： iS UNNU )1( 21?? (23)此時(shí)要考慮變壓器磁心復(fù)位問題。半橋式電路具有全橋式電路的 所有優(yōu)勢，因此其應(yīng)用比全橋式更普遍。 VT1 和 VT2 斷態(tài)時(shí)承受的最高電壓為 Ui。 圖 23 半橋電路原理圖 河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 17 電路的工作過程： VT1 與 VT2 交替導(dǎo)通，使變壓器一次側(cè)形成幅值為 Ui/2的交流電壓。輸出變壓器只轉(zhuǎn)換輸出功率，驅(qū)動(dòng)變壓器則工作于 飽和狀態(tài)，控制開關(guān)管的通 /斷。所以此類變換器常采用雙變壓器的電路形式。 飽和式變換器是利用輸出脈沖變壓器的磁飽和現(xiàn)象使開關(guān)管由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?，使推挽電路的兩只開關(guān)管輪流通／斷。 以上兩個(gè)問題不僅使自激式推挽電路效率降低，同時(shí)也不適宜作高壓輸入的變換器。當(dāng) VT 1導(dǎo)通時(shí)， VT2 為截止?fàn)顟B(tài)，其集電極電壓為 N2 的感應(yīng)脈沖和電源電壓之和，即 2Vcc。這是推挽變換器應(yīng)用于高壓開關(guān)電源所 必須解決的第一個(gè)問題 [6]。當(dāng) 開關(guān)管或脈沖變壓器進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)，首先是正反饋脈沖減小，隨 IB*βIc 而使正反饋脈沖反向。為了限制正反饋量使 IB 增大的比例，在 VT2 的基極電路中加入限流電阻 R2(見河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 15 圖 22 所示 )，以盡量使 IC＞ IB*β 的關(guān)系在開關(guān)管允許條件內(nèi)使電路翻轉(zhuǎn)。 從電路結(jié)構(gòu)上看，非飽和型推挽變換器與飽和型推挽變換器沒有根本區(qū)別，只是正反饋量的選擇量不同而已。因?yàn)楫?dāng)磁通量開始飽和時(shí)，脈沖變壓器等效電感也開始減小，磁通量完全飽和時(shí)等效電感為零，開關(guān)管集電極電流劇增。此過程中，正反饋繞組感應(yīng)電壓反向，使 VT2 導(dǎo)通，且 IC2 迅速增大， VT1 截止。啟動(dòng)狀態(tài)， IC1IC2 的結(jié)果，使脈沖變壓器中形成的磁 通 φ N1φ N2，合成總磁通量為 φ N1φ N2，使 VT 1的導(dǎo)通電流起主導(dǎo)作用。圖 22 為飽和式推挽自激變換器的基本電路。否則磁感應(yīng)強(qiáng)度 +B 和 B 的差值形成剩余磁通量，使一個(gè)開關(guān)管磁化電流增大，同時(shí)次級 V V2 加到負(fù)載上的輸出電壓也不相等，從而增大紋波，推挽電路的優(yōu)勢盡失。 當(dāng)濾波電感 L 電流連續(xù)時(shí)，輸出電壓表達(dá)式為： TtNNUU oni 2120 ? （ 21） 圖 21 所示的對稱推挽電路有其缺憾之處。 圖 21 推挽式開關(guān)電路 推挽式開關(guān)電路中，能量轉(zhuǎn)換由兩管交替控制，當(dāng)輸出相同功率時(shí)，電流 僅是單 端開關(guān)電源管的一半，因此開關(guān)損耗隨之減小，效率提高。如果使 S S2交替導(dǎo)通，通過變壓器將能量傳到次級電路，使 V V2 輪流導(dǎo)通，向負(fù)載提供能量。若需要大功率電源，必須采用新的電路結(jié)構(gòu)。常見的電源變換電路可以分為單端和雙端電路兩大類。 此時(shí)包含電源調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率、動(dòng)態(tài)負(fù)載等其他所有變動(dòng)，其輸出瞬時(shí)電壓應(yīng)介于 至 之間，才不致引起 TTL 邏輯電路之誤動(dòng)作。一般的開關(guān)電源的 指標(biāo) 以輸出直流電壓的 1%以內(nèi)為輸出噪聲規(guī)格，其頻寬為 20Hz 到20MHz， 或其 它 更高 的 頻 率 如 100MHz 等。這是電源調(diào)整率與負(fù)載調(diào)整率的綜合，此項(xiàng)測試是上述電源調(diào)整率與負(fù)載調(diào)整率的綜合，可提供對電源供應(yīng)器於改變輸入電壓與負(fù)載狀況下更正確的性能驗(yàn)證。 所需的設(shè)備和連接與電源調(diào)整率相似，唯一不同的是需要精密的電流表與待測電源供應(yīng)器的輸出串聯(lián)。 測試步驟如下：將待測電源 設(shè)備 以正常輸入電壓及負(fù)載狀況下熱機(jī)穩(wěn)定后，分別在低輸入電壓 Vomin，正常輸入電壓 Vonormal，及高輸入電壓 Vomax下測量并記錄其輸出電壓值。此項(xiàng)測試系用來驗(yàn)證電源供應(yīng)器在最惡劣之電源電壓環(huán)境下，如高溫條件下 ， 當(dāng) 用電需求量最大 時(shí)， 其電源電壓最低；又如低 溫條件下 ，用電需求量最小 ， 其電源電壓最高。 開關(guān)電源的技術(shù)指標(biāo) 當(dāng)設(shè)計(jì)制作開關(guān)電源時(shí)，第一個(gè)測試步驟為將輸出電壓調(diào)整至規(guī)格范圍內(nèi)。 河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 9 (2)應(yīng)用隔離光耦驅(qū)動(dòng) 因?yàn)轭l率的原因，達(dá)不到要求。開關(guān)頻率越高，所需要的驅(qū)動(dòng)功率越大。在導(dǎo)電狀態(tài)，即當(dāng) UGS 大于開啟電壓或閾值電壓 UT 時(shí)，柵極下 P 區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，使 P 型半導(dǎo)體反型成 N 型而成為反型層，該反型層形成 N 溝道而使 PN 結(jié)消失，漏極和源極導(dǎo)電。但是電流容量小，耐壓低，一般適用于功率不超過 10kW 的電源電子裝置。同時(shí)由于變壓器耦合，可以使用多組次級線圈，在次級得到多組直流輸出電壓。 河南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 7 圖 14 并聯(lián)開關(guān)電源原理圖 變壓器耦合并聯(lián)開關(guān)電源工作框圖如圖 15 所示。輸入不穩(wěn)定的直流電壓通過功率開關(guān)晶體管 VT 后輸出為周期性脈沖電壓，再經(jīng)濾波后，就可得到平滑直流輸出電壓 U0。也可以用線性電源實(shí)現(xiàn)。 (3)為了使負(fù)載儀器設(shè)備使用安全，要求機(jī)芯為冷底板設(shè)計(jì)．所以輸出穩(wěn)壓取樣反饋回路普遍采用光電耦合器進(jìn)行電源初、次級側(cè)的隔離，提高設(shè)備的抗干擾性和安全性。行輸出級產(chǎn)生的各種直流電壓主要給顯像管各電極供電，同時(shí)也可以為視頻輸出板尾板、場掃描，圖像和伴音通道供電。遙控待機(jī)功能是通