【正文】 LQi 補償負載無功電流、 Lhi 補償負載諧波電流，而負載的有功電流 LPi 則由交流電網(wǎng)（ si ）和并聯(lián)變流器（ di2 ）共同提供， sLPd iii ??2 ，也即并聯(lián)變流器輸出用于補償負載無功功率的無功功率 2Q 外，還輸出部分有功功率 2P 。一旦交流電網(wǎng)停電，并聯(lián)變流器從電池組獲取電能，無間隙的繼續(xù)不間斷對負載供電，稱為 Backup 工作模式，此時由于電網(wǎng)輸入電壓與輸入電流同相，無相位差，輸入靜態(tài)開關(guān) S1 可立即關(guān)斷，防止并聯(lián)變流器的輸出電流向電網(wǎng)倒灌。該等效電路模型的獲得基于以下必要的假設(shè)： （ 1） 并聯(lián)變流器采用高頻 PWM 控制技術(shù)，于負載端提供平衡的、額定的正弦波電壓，總諧波畸變率 THD 值低，并且與電網(wǎng)輸入電壓同相。 基于上述 假設(shè)，串聯(lián)變流器和并聯(lián)變流器可以分別用靜止的電流源和電壓源來表示，如圖 給出了基波及諧波下 UPQC 的單相等效電路，圖中串聯(lián)變流器和并聯(lián)變流器分別用基波和 諧波下獨立的電流源和電壓源來代替。電網(wǎng)輸入諧波電壓 00 ???????? ? LhhhXhXhsh VVVV ??，由于并聯(lián) 變流器作為基波正弦電壓源運行，負載電壓中的諧波成分 00??LhV ，且 00??shI ，因此電網(wǎng)輸入諧波電壓 hhsh VV ????? ?0 ，即串聯(lián)變流器對于電網(wǎng)諧波電壓而言具有零阻抗，串聯(lián)變流器完全吸收了電網(wǎng)輸入電壓的諧波。基于此考慮，本文所指 UPQC 系統(tǒng)靜態(tài)工作特性的分析主要基于基波下的等效電路。檢 測負載的無功和諧波電流，作為電流指令，對并聯(lián)變流器進行控制，使得并聯(lián)變流器輸出與負載無功和諧波電流大小相等的無功和諧波，從而實現(xiàn)對負載無功和諧波電流的補償，使得電網(wǎng)輸入圖 UPQC 間接控制策略框圖 16 電流為正弦波電流，功率因素為 1。并聯(lián)變流器作為正弦電壓源運行，將輸出平衡、額定幅值的正弦電壓于負載端，由于電壓源對于諧波來說具有很小的阻抗，因此負載的諧波和電網(wǎng)的諧波電流都流入并聯(lián)變流器支路。 Ⅰ ⅡT圖 2 . 5 UPQC 直接控制策略框圖??負載si Lisv Lv1i 2i3i控制 、 驅(qū)動 控制 、 驅(qū)動檢測 檢測輸入電流指令負載端電壓指令*siLvsv*LvdvdvLi*dv1i Lv 3i2i 17 3 電能質(zhì)量控制器的串聯(lián)變 流 器的控制和仿真 在三相四線 UPQC 系統(tǒng)中串聯(lián)變流器作為基波正弦電流源運行，因此串聯(lián)變流器實際上是三相四線制的 PWM 整流器，通過控制串聯(lián)變流器三相輸入電感電流為平衡的正弦電流，從而實現(xiàn)電網(wǎng)輸入電流也為平衡的正弦電流，且與電網(wǎng)輸入交流電壓同相，也即實現(xiàn)電網(wǎng)輸入功率因數(shù)為 1?；跀?shù)學模型分別給出了在理想和非理想電網(wǎng)電壓下串聯(lián)變流器的控制策略及控制器的設(shè)計。根據(jù)UPQC 的功率電路 如 圖，如圖 示出了 串聯(lián)變流器的功率電T 1T 4 T 6T 3 T 5T 2dcV+C dc 1av?交流電網(wǎng) C dc 2E b 1E b 2AS 1bv?cv?LavLbvLcvL 1saisbisciai1bi1ci1BCNsavsbvscvT SVSC 11dci2dcioiav1bv1cv1caNvcbNvccNv1N2N12NNNs?ABC+1dcV2dcV圖 串聯(lián)變流器功率電路 18 路，圖中 sN 為串聯(lián)變壓器變比。而且電網(wǎng)的輸入電流和變流器的輸入電流也是一種線性的關(guān)系 ； 直流端電壓 由于并接有電池組，因此為一恒定的電壓源特性 (1) 基于三相靜止 ABC 坐標系模型 定義串聯(lián)變流器開關(guān)函數(shù) kk S21 ,S 如下： 三個橋臂對應(yīng)串聯(lián)變流器下管導通，上管關(guān)斷上管導通，下管關(guān)斷 CBAcbakS k ,011 ????? 三個橋臂對應(yīng)串聯(lián)變流器下管導通，上管關(guān)斷上管導通，下管關(guān)斷 CBAcbakS k ,102 ????? 顯然有： kk SS 12 1?? （ 31） 由圖 ，串聯(lián)變流器橋端輸出電壓用開關(guān)函數(shù)可以表示為： 22111 dcadcaa vSvSv ?? （ 32） 22111 dcbdcbb vSvSv ?? （ 33） 22111 dccdccc vSvSv ?? （ 34） 由于忽略了電網(wǎng)線路電感及串聯(lián)變壓器漏感，因此串聯(lián)變壓器變流器側(cè)（付方）電壓為 ： )()(12 LasasLasac a N vvNvvNNv ????? （ 35） )()(12 LbsbsLbsbc b N vvNvvNNv ????? （ 36） 19 )()(12 LcscsLcscccN vvNvvNNv ????? （ 37） 由 KVL 定律，對串聯(lián)變流器輸入交流側(cè)可以得到以下描述方程，式中考慮了電感 1L的電阻 1R ： aaac a N viRdtdiLv 11111 ??? （ 38） bbbc bN viRdtdiLv 11111 ??? （ 39） cccc c N viRdtdiLv 11111 ??? （ 310） 由 KCL 定律，串聯(lián)變流器直流側(cè) 方程為： 211111111121111dcbbdcccbbaadcbdcdcdciR EvSiSiSiiiidtdvC????????? ? （ 311） 222221212122122)( dcbbdcccbbaadcbdcdcdciR EvSiSiSiiiidtdvC??????????? ? （ 312） 式中， 1bR 、 2bR 分別為兩電池組 1bE 及 2bE 的等效內(nèi)阻。 d 軸定義于電網(wǎng)電壓矢量方向， q 軸定義于其垂直方向，且超前于 d 軸?？梢姶?lián)變流器橋端輸入 d、 q軸電流除受控制量 dv1 、 qv1 的影響外，還受耦合電壓 qiL11? 、 diL11? 和串聯(lián)變流器輸入電壓 cdv 、 cqv 的擾動影響。 檢測三相 A、 B、 C 系統(tǒng)的負載電流、負載電壓和電網(wǎng)輸入電壓，經(jīng)坐標變換和低通濾波 LPF 后得到與基波對應(yīng)的直流分量，利用 UPQC 系統(tǒng)功率平衡原理求出 *1dI ， 若考慮系統(tǒng)中的功率損耗，則需在 *1dI中附加一增量 1I? ，其由外環(huán)直流母線電壓調(diào)節(jié)器 dcVR 產(chǎn)生。 串聯(lián)變流器電流指令的計算 如圖 所示，電流計算模塊產(chǎn)生的電流指令 *1dI 反映了變流器輸入電流的大小，并且只包含基波有功分量，變流器輸入功率因數(shù)為 1。通過設(shè)定電壓環(huán)調(diào)節(jié)器的時間常數(shù)為電流環(huán)的 3～ 5 倍以上，并且 直流端并接電池組，可以保證直流電壓近似恒定。采樣環(huán)節(jié)與保持環(huán)節(jié)的時間常數(shù) sT （對應(yīng)開關(guān)周期）都很小，可視為小慣性環(huán)節(jié) ,可以把它們合并等效成一個慣性環(huán)節(jié)eST?11 ? ?se TT 2? 。而圖 ，基波頻率處的動態(tài)穩(wěn)定度為 ，相當于串聯(lián)變流器基波等效輸入阻抗為 ? ， 是 變流器交流側(cè)電抗的 121 倍，說明串聯(lián)變流器被控制為一個電流源在運行。如我國學者陳伯時曾經(jīng)提出與“三階最優(yōu)整定法” 類似的“振蕩指標法”，而圖 閉環(huán)頻率響應(yīng)特性 圖 動態(tài)穩(wěn)定度頻率響應(yīng)特性 28 且在性能上略優(yōu)于“三階最優(yōu)整定法”。當串聯(lián)變換器作非正弦電壓源運行 , 并聯(lián)變流器作為非正弦電流源運行時 , UPQC采用間接控制 . 當串聯(lián)變換器作正旋電流源運行 , 并聯(lián)變流器作為正弦電壓源運行時 , UPQC采用間接控制 . 另外 ,在輸入電壓不平衡、非正弦的情況下，如果依然采用理 想電網(wǎng)電壓下的 dq 軸控制策略，將使串聯(lián)變流器輸入電流不平衡、輸入電流與輸入電壓間存在相移、輸入電流諧波加重等惡劣現(xiàn)象。所以，在實際調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)定中，往往是根據(jù)一種算法先估算出調(diào)節(jié)器的參數(shù)大小，然后經(jīng)過仿真與實驗，反復(fù)地調(diào)節(jié)參數(shù)，使性能良好。在實際實驗系統(tǒng) 中 ， 電 流 環(huán) 的 截 止 頻 率 為 srT ec /9 1 04 5 ????， 電 壓 環(huán) 截 止 頻 率 為srTT etuc /4171 ??? ，符合要求。 （ 1） 電流環(huán)參數(shù)選擇如下： 1Li TT? （ 341） 對象中的主導極點與 PI 調(diào)節(jié)器的零點對消后，并將系統(tǒng)降階，系統(tǒng)閉環(huán)特征方程為： 01 12 ??? ie Rpie TT kkSTS （ 342） 一般取阻尼比 ?? ，可以求出： 12 Reipi kTTk ? （ 343） 在實際的實驗中， mHL 61 ? ， ?? ， sTT se ?20xx ?? ，可以得到調(diào)節(jié)器參數(shù)為 15?pik ， ?? Li TT 。圖 d軸系統(tǒng)傳遞函 數(shù)框圖。顯然在輸入電壓平衡正弦的情況下 ，有 cdv 為直流量，0cqv ? ，又要求串聯(lián)變流器三相輸入電流正弦、平衡且與輸入電壓同相，即 1 0qI ? ，因此式（ 3－ 37）可以表示為： 12cd d dc dcv I v i? （ 3－ 38） 由式（ 3－ 38）就可以獲得變流器的輸入電流指令 *1dI 、 *1qI ，即： * 21 Ldc dc dcdcd cdP v iI vv?? （ 3－ 39） *1 0qI ? （ 3－ 40） 串聯(lián)變 流 器的電流和電壓控制器的設(shè)計 一般希望電流控制具有較好的動靜態(tài)特性，且又希望控制器的設(shè)計相對簡單成熟，因此電流調(diào)節(jié)器 dCR1 、 qCR1 采用 PI 調(diào)節(jié)器實現(xiàn)。電流調(diào)節(jié)器 dCR1 、 qCR1 的輸出結(jié)合解耦電壓反饋和輸入電壓前饋 合成控制量 dv1 、 qv1 ，由此控制量對串聯(lián)變流器實行實時的SVPWM 或 SPWM 控制，使變流器輸入電流 1i 跟蹤 *1dI ，則可實現(xiàn)串聯(lián)變流器作為基波正弦電流源運行的功能，從而也就實現(xiàn)了對電網(wǎng)輸入電流的控制。之所以能形成這種 簡潔形式其主要原 24 因是引入了電流狀態(tài)反饋解耦（ dv12 、 qv12 ），而引入了電網(wǎng)擾動電壓（ dv11 、 qv11 ）作前饋補償也使系統(tǒng)的動態(tài)性能有進一步提高。利用變換矩陣 0dqABCT ? 及反變換矩陣 ABCdqT ?0 ，根據(jù)式（ 313）～（ 316）可得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下系統(tǒng)模型為： qdccqqdd SLvLviLRwidtdi 11111111 ????? （ 325） ddccddqq SLvLviLRwidtdi 11111111 ???? （ 326） 圖 dqo 坐標系與 ABC 坐標系 22 dcodccooo vLSLvLviLRdtdi 11111111 2 3????? （ 327） bdcbdcdcbdcdcodcoqdcqddcddc RC EiCRC viC SiC SiC Sdtdv 22222 2111111 ?????? （ 328） 寫成矩陣表達式如下： ????????????????????????????