【正文】 （ ） 總的變頻損耗為射頻 ~中頻端口變換損耗加上混頻器輸入端的失配損耗之和；為了降低變頻損耗，除了選 用 R s 小的混頻器件和改善端口匹配電路外，還可從減小邊帶頻率的能量損耗入手，改善其性能 [12]。 39。noP ， BkTP dno ?39。 小結(jié) 由混頻器變頻損耗和噪聲分析，可知變頻損耗與噪聲系數(shù)緊密關(guān)聯(lián)，當(dāng)射頻端口鏡頻開路時(shí)，混頻器獲得最低的變頻損耗，噪聲系數(shù)近似等于變頻損耗；這就要求我們?cè)谠O(shè)計(jì)分諧波混頻器時(shí)，要注意除了選用 R s 小的混頻器件和改善端口匹配電路外，還要注意鏡頻端口的開路設(shè)計(jì)問題 [13]。 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 20 頁(yè) 共 60 頁(yè) 3．中頻回路：中頻信號(hào)由混頻二極管對(duì)混頻輸出，經(jīng) 90oRF 傳輸線、中頻匹配網(wǎng)絡(luò)、中頻低通濾波器輸出；回路并接的 90oRF 開路線提供射頻接地以增加射頻與中頻端口隔離度。 90oLO 終端開路線對(duì)射頻高阻近似開路，對(duì)本振近似接地，對(duì)中頻呈現(xiàn)一定阻抗（百歐）。 ???? GHzffGHzff rflorflo 7 64。 圖 S11 模角與變頻損耗的關(guān)系 我們可建立以下信號(hào)流圖分析其具體關(guān)系： 圖 射頻回路信號(hào) 可知當(dāng) S11 = 1∠ ( 360 n) n=0, 177。 2 ,L 鏡頻相對(duì)于射頻匹配網(wǎng)絡(luò)與 入 射波反射波彼此反相抵消，此時(shí)變頻損耗為最大。 帶通濾波器設(shè)計(jì)指標(biāo) （ 1） 中心頻率 GHzf ? ，通帶帶寬 600MHz； （ 2） 96GHz 及 93GHz 頻率點(diǎn)處衰減大于 10dB； （ 3） 要求在鏡頻 段 )4( RFlo ff ? 即 (~)插損大于 20dB； （ 4） 輸入輸出阻抗為 50? 。 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 26 頁(yè) 共 60 頁(yè) 圖 W頻段三階帶通濾波器仿真優(yōu)化原理圖 由圖 知兩優(yōu)化目標(biāo)為依據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo)的通帶內(nèi)散射矩陣參數(shù)指標(biāo)；各節(jié)耦合微帶線長(zhǎng)度近似為P?41，優(yōu)化仿真結(jié)果圖如下 圖 W波段三階帶通濾波器 layout 層 S參數(shù)仿真結(jié)果圖 由上圖知，帶內(nèi)插損約 2dB， 鏡頻抑制大于 15dB?？紤]加工工藝，高阻線寬定為 其特性阻抗為 78? ，低阻線線寬定為 ，其特性阻抗通過 ADS 微帶 線阻抗計(jì)算工具求得為? ,為電路優(yōu)化加速，將 71,CC 低阻微帶線寬設(shè)定為： ~ 線寬的低阻抗段 ,相應(yīng)特性阻抗為 17? ~? ，計(jì)算各微帶尺寸： 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 28 頁(yè) 共 60 頁(yè) mmEEZ vLI hph )11(3)9( ??? ???? mmEEZ vLII hph )11(3)9( ??? ????? mmEEZvCII ph )11()12( ?? ?????? mmEEZvCII ph )11(315)12( ?? ?????? （假令第 7 段特性阻抗為 15? ） 將上述計(jì)算結(jié)果帶入電路各微帶線初值進(jìn)行優(yōu)化；將設(shè)計(jì)目標(biāo)帶入帶入優(yōu)化目標(biāo)進(jìn)行電路優(yōu)化，如下圖所示： 圖 中頻低通濾波器仿真優(yōu)化原理圖 由圖可知最后各參數(shù)優(yōu)化結(jié)果近似理論計(jì)算值。 三端口匹配指標(biāo) 混頻二極管擬選用 SKYWORKS 公司 DMK2308000 型對(duì)管，其串聯(lián)電阻為 Rs= 4? ，結(jié)電容 pFC j )0( ? 。 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 30 頁(yè) 共 60 頁(yè) 整體電路設(shè)計(jì)與仿真 分諧波混頻器具體電路如下圖所示： 圖 分諧波混頻器仿真原理圖 TL1 為中頻、射頻及因混頻管非對(duì)稱產(chǎn)生的直流分量提供接地 。 變頻損耗與射頻頻率關(guān)系 設(shè)定射頻頻率 rfF =變化范圍（ ~），射頻輸入功率取 20dBm，本振頻率 2 )( ?? rflo FFGHz ,本振輸入功率設(shè)定為 7dBm，對(duì)圖 進(jìn)行 4 次諧波平衡仿真；仿真結(jié)果如下圖所示，在工作頻段內(nèi)，變頻損耗約 14dB。]_[ ??????混頻器變頻損耗： dBP ifPdBL rfm )( ???????? 中頻端口與射頻端口隔離度： dBIFP or tPPrfrf 102]_[lg10 ??????? 中頻端口與本振端口隔離度： dBIFP or tPPlolo 57]_[lg10 ??????? 由上述分析知分諧波混頻器變頻損耗約 14dB。 低噪聲放大器設(shè)計(jì) 低噪聲放大器理論分析 (1)穩(wěn)定性分析 微波晶體管放大器由于器件內(nèi)部 S12 的作用產(chǎn)生內(nèi)部反饋，可能使放大器工作不穩(wěn)定而導(dǎo)致放大器的自激，理論上分析放大器產(chǎn)生自激的條件是從放大器的輸入或輸出端是否等效有負(fù)阻來進(jìn)行判斷。通常根據(jù)穩(wěn)定性程度不同，可將其劃分為決對(duì)穩(wěn)定和潛在不穩(wěn)定兩類；在 11S 1 的條件下（一般器件 11S均小于 1）。 (2)電路穩(wěn)定性改善手段 為了改善二端口網(wǎng)絡(luò)的穩(wěn)定性，考慮從不穩(wěn)定原因出發(fā)改善穩(wěn)定性。 2)通過增加網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部負(fù)反饋抵消正反饋效應(yīng)；考慮在 FET 源極添加電感實(shí)現(xiàn)串聯(lián)負(fù)反饋。 圖 有噪兩端口網(wǎng)絡(luò)及等效表示法 根據(jù)公式推導(dǎo)，可以用轉(zhuǎn)換噪聲電壓 Vn 和轉(zhuǎn)換噪聲電流 In 得到如圖 的網(wǎng)絡(luò)模型。如果器件沒有噪聲，則 Fmin=1。 Fmin、 Rn、Γ opt 通?？梢詮木w管生產(chǎn)廠家提供的數(shù)據(jù)中查到，也可以通過實(shí)驗(yàn)測(cè)定。 放大器的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)將源反射系數(shù)變換為為Γ s=Γ opt。 2） 直流偏置設(shè)計(jì) 本偏置采用有源偏置電路，正負(fù) 5V 供電為 LNA 提供 Vds=3V,Ids=40mA,R4 為負(fù)反饋電阻， 由于其負(fù)反饋環(huán)路的存在一定程度上可抑制過流，溫漂。 4） 電路優(yōu)化與仿真 實(shí)際工作電路仿真如下圖所示： 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 43 頁(yè) 共 60 頁(yè) 圖 ATF33143 實(shí)際工作電原理圖 優(yōu)化目 標(biāo)針對(duì)工作頻段內(nèi)增益、輸入輸出端口反射系數(shù)、穩(wěn)定系數(shù)及噪聲系數(shù)；優(yōu)化對(duì)象為微帶線參數(shù)及串并聯(lián)阻容值。 圖 BPF640 工作直流偏置 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 45 頁(yè) 共 60 頁(yè) 經(jīng)過電路級(jí)仿真優(yōu)化，電路仿真結(jié)果如下圖所示： 圖 BPF640 低噪聲放大器電路優(yōu)化后 S參數(shù)、穩(wěn)定系數(shù)及噪聲系數(shù) 由仿真結(jié)果可知工作頻段的轉(zhuǎn)換功率增益較 ATF33143 提高了近 10 個(gè)分貝，電路在工作頻段內(nèi)處于絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)，噪聲系數(shù)達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)，由于晶體管仿真采用的 Spice模型不夠準(zhǔn)確，實(shí)測(cè)工作頻段內(nèi)增益為 14 分貝左右。查 切比雪夫?yàn)V波器衰減特性知 N=7 可滿足 20dB 衰減要求。 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 49 頁(yè) 共 60 頁(yè) 5 仿真及測(cè)試結(jié)果 BPF640 低噪聲放大器測(cè)試結(jié)果 圖 低噪聲放大器幅頻特性 W 頻段分諧波混頻器級(jí)聯(lián)原理圖與仿真 W 波段分諧波混頻組件及中頻組件級(jí)聯(lián)，端口阻抗均設(shè)定為 50 歐姆，輸入射頻取,射頻輸入功率設(shè)定為 20dBm,本振頻率取 ,本振輸入功率取 7dBm。在此前提下，提出了 W 頻段混頻器的結(jié)構(gòu)和思路，分為以下幾個(gè)部分： 第一部分波導(dǎo) 微帶轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)在采用了微帶探針耦合結(jié)構(gòu)后，經(jīng)仿真可知該結(jié)構(gòu)匹配良好，而且結(jié)構(gòu)較簡(jiǎn)單，可應(yīng)用于微波工程設(shè)計(jì)。 第三部分包括了低噪聲放大器和帶通濾波器。 鏡頻抑制帶通濾波器的 鏡頻回收 特點(diǎn) 可改善混頻器變頻損耗及噪聲系數(shù)各項(xiàng)指標(biāo)。 （ 2） 探針輻射波導(dǎo)場(chǎng)分析： 由模型設(shè)定，應(yīng)用格林函數(shù)法求解輻射場(chǎng)；由于場(chǎng)源 sJ 只有 y 分量，故矢量磁位 A亦只有 y 分量 yA 。 ?? ? zyebnxamDG zjmn mn??? （ ） 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 53 頁(yè) 共 60 頁(yè) )0(。 zzzlybnxamCG mnmn ??? ??? （ ） 式中 39。mnC 和39。上式化為： （ ） 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 54 頁(yè) 共 60 頁(yè) 00 c o ss i n)( 00ybnxamdz zd zzmn ??? ??? （ ） 將式（ 。039。mnD 待定系數(shù)，為單位波源所在點(diǎn)坐標(biāo) ( 000 , zyx )的函數(shù)。 ?? zyebnxamCG zjmn mn??? （ ） 在波導(dǎo) 0zz? 范圍內(nèi)，由于波導(dǎo)在 lz ?? 處終端短路面全反射，可知其格林函數(shù)為入射波與反射波的疊加： )()。c oss i n ?? ? zyebnxamkG zj mn??? )0(。 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 52 頁(yè) 共 60 頁(yè) 附錄 A 探針激勵(lì)器的輸入阻抗計(jì)算方法 （ 1） 模型設(shè)定： 1） 探針與微帶線交接面上電流為 I,輸入電阻為 Zin，故輸入復(fù)功率： 221 IZP in? （ ） 2） 波導(dǎo)中各點(diǎn)場(chǎng)強(qiáng)由探針輻射，探針面電流密度正弦分布。 與此同時(shí)， 應(yīng)用計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)工具對(duì)各單元電路進(jìn)行了參數(shù)優(yōu)化與電路仿真。在引入鏡頻抑制帶通濾波器電路以后， 可改善分諧波混頻器變頻損耗及噪聲系數(shù)等指標(biāo)。對(duì)級(jí)聯(lián)電路進(jìn)行 6 階諧波平衡仿真 ,結(jié)果如下圖： 圖 射頻高端六階諧波平衡仿真結(jié)果 由仿真可知分諧波混頻器與 LNA 級(jí)聯(lián)后增益約為 3~4dB，為提高增益，考慮通過提高分諧波混頻器中頻匹配度及增加低噪聲放大器級(jí)數(shù)以 實(shí)現(xiàn)。5574400 ??? ??? m ilfc m ilfc 64244 11 ?? ?? m i lfc 49344 22 ?? ?? 單節(jié)諧振器采用 50 歐姆特性阻抗設(shè)計(jì)， 其線寬由 ADS 軟件 LineTools 工具箱計(jì)算得出；設(shè)定單臂長(zhǎng)度 L 在（ 493mil~642mil）范圍內(nèi)優(yōu)化；兩諧振臂距離設(shè)定為 60mil（拉開距離以減小兩諧振臂自耦合效果）；設(shè)定前后級(jí)插入位置以θ = 4? 為優(yōu)化初值。 Hairpin 型帶通濾波器設(shè)計(jì) (1)設(shè)計(jì)指標(biāo) : 中心頻率 , 通帶（ ~） ,帶內(nèi)紋波小于 ， 1f =，2f = 時(shí)衰減值大于 20dB,輸入輸出傳輸線特性阻抗為 50? 。 (2)基于 BPF640 電路設(shè)計(jì) 由上述知應(yīng)用 ATF33x143 設(shè)計(jì)低噪聲放大器須雙電源供電且在工作頻段內(nèi)增益較低，實(shí)際采用 Infineon 公司 SiGe 晶體管 BPF640 設(shè)計(jì)。 C9 為隔直耦合電容， TL24 為阻抗匹配微帶線， TL21 為工作頻段信號(hào)提高高阻輸入； C1 為高頻信號(hào)接地電容， R1 為輸入端串聯(lián)穩(wěn)定電阻， C2 為低頻接地電容，由于 R1,C2 的作用，放大器輸入低頻穩(wěn)定性能將有一定改善；輸出匹配電路主要由 R、 TL2TL2 R C C C5 構(gòu)成； C5 為隔直耦合電容， R 為輸出端串聯(lián)穩(wěn)定電阻， TL23 為輸出端阻抗匹配微帶線， TL22 為工作頻段信號(hào)提供高阻； C4 為高頻信號(hào)接地電容，R2 為輸出端串聯(lián)穩(wěn)定電阻， C4 為低 頻接地電容，由于 R2,C3 的作用，放大器輸出低頻穩(wěn)定性能將有一定改善；放大器源極接微帶線用以改善電路穩(wěn)定性以及噪聲指標(biāo)。 電路設(shè)計(jì)與優(yōu)化仿真 (1)基于 ATF33x143 電路設(shè)計(jì) 1） 設(shè)計(jì)指標(biāo)及方法 設(shè)計(jì)指標(biāo) ： 低噪聲放大器，中心頻率為 ,帶寬 200MHz,噪聲系數(shù)小于 ,轉(zhuǎn)換功率 增益大于 10dB。 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 40 頁(yè) 共 60 頁(yè) 圖 ATF33x143 噪聲系數(shù)圓圖 由上圖可知當(dāng)Γ s=∠ 時(shí)晶體管最小噪聲系數(shù)為 。 Rn 為器件的等效噪聲電阻，一般給出歸一化等效噪聲電阻0ZRr nn ? 。 11222211PPPPPPPPFnnnn ?? （ ） 中北大學(xué) 2021 屆畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 第 39 頁(yè) 共 60 頁(yè) 圖 用于噪聲系數(shù)計(jì)算的通用噪聲模型 利用資用功率增量 AG ，將 2P 和 2nP 表示為 12 PGP A? 和 ninAn PPGP ?? 12 ，則噪聲系數(shù)可以表示為： 11