【正文】 源，只需要其輸出不斷電，穩(wěn)壓、穩(wěn)頻即可。傳統(tǒng)的逆變電源采用模擬電路控制，但模擬控制存在許多固有的缺點(diǎn)： (1)因采用大量分散元件和電路板導(dǎo)致硬件 成本偏高，系統(tǒng)可靠性下降； (2)由于人工調(diào)試器件的存在，導(dǎo)致生產(chǎn)效率降低及控制系統(tǒng)一致性差； (3)器件老化及熱漂移問題存在導(dǎo)致逆變電源輸出性能下降，甚至導(dǎo)致輸出失??； (4)產(chǎn)品升級(jí)換代困難，每一個(gè)新型逆變電源都要求重新設(shè)計(jì)、制造控制系統(tǒng)； (5)模擬控制的逆變電源監(jiān)控功能有限，一旦出現(xiàn)故障，要想恢復(fù)正常，技術(shù)人員必須親赴現(xiàn)場(chǎng)。 DSP能夠?qū)?時(shí)地讀取逆變電源的輸出，并實(shí)時(shí)地計(jì)算出 PWM輸出值，使得一些先進(jìn)的控制策略應(yīng)用于逆變電源的控制成為可能。主要表現(xiàn)出以下幾種趨勢(shì)：高頻化；模塊化；數(shù)字化；綠色化。采用 DSP控制的逆變電源系統(tǒng)主要有以下的優(yōu) 點(diǎn)： (1)系統(tǒng)可以采用先進(jìn)的控制方法和智能控制策略，使得逆變器的智能化程度更高，性能更加完善； (2)控制靈活、系統(tǒng)升級(jí)方便，甚至可以在線修改控制算法，而不必對(duì)硬件電路做改動(dòng)，這給逆變器系統(tǒng)的開發(fā)帶來了很大的方便，即系統(tǒng)升級(jí)更新?lián)Q代所需的周期短，成本低，而且維護(hù)起來也很方便； (3)減少控制元件數(shù)量，提高系統(tǒng)抗干擾能力； (4)控制系統(tǒng)的可靠性提高，易于標(biāo)準(zhǔn)化； (5)系統(tǒng)維護(hù)方便。由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此它與調(diào)制波相交時(shí)，就可以得到一組幅值相等，而寬度正比于調(diào)制波函數(shù)值的矩形脈沖序列來等效調(diào)制波。尤其是最近幾年，微處理器用于實(shí)現(xiàn) PWM控制技術(shù)后，使得現(xiàn)代控制理論的控制方法能夠應(yīng)用于逆變器的 PWM控制，大大提高了現(xiàn)代逆變器的性能。但這里必須指出，軟開關(guān)并不是沒有損耗的，它只是 把開關(guān)器件本身的一部分開關(guān)損耗轉(zhuǎn)移到了為實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)而附加的諧振電路中的諧振元件上，總量上可能有所減少。 與數(shù)字化相適應(yīng)，各種各樣的逆變電源離散控制方法紛紛涌現(xiàn)，包括數(shù)字PID控制、無差拍控制、數(shù)字滑變結(jié)構(gòu)控制、模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制等，有力地推動(dòng)逆變電源控制技術(shù)的發(fā)展。 1959年是由 Kalmal首先提出的。此控制方法的數(shù)學(xué)模型與無差拍控制的一樣，一般 是 根椐時(shí)域指標(biāo) 提出 一組期望的極點(diǎn)，通過對(duì)反饋增益矩陣的設(shè)計(jì)，使閉環(huán)系統(tǒng)的極點(diǎn)恰好處于根平面上所期望的位置，以獲得期望的動(dòng)態(tài)特性即所謂的極點(diǎn)配置問題。它對(duì)于消除非線性負(fù)載及其它周期性干擾引起的波形畸變，具有非常明顯的效果。 ⑥ 模糊控制，主要是模糊 PID控制，是為了解決傳統(tǒng) PID控制魯棒性差的問題而提出的一種智能控制策略。但是由于學(xué)習(xí)清況比較復(fù)雜，該方法目前僅限于實(shí)驗(yàn)室階段。 第一章為緒論部分，引入了 逆變 電源的 概念 ，并論述了逆變電源結(jié)構(gòu)和控制技術(shù)的 現(xiàn)狀 及 發(fā)展 趨勢(shì) 。 最后 對(duì)整篇論文進(jìn)行了總結(jié)。逆變電路中，除了逆變電路和控制電路之外，還要有保護(hù)電路、輔助電源、輸入電路、輸出電路等等 。對(duì)隔離式逆變器，在輸出電路的前面還有逆變變壓器。 (4)輔助電源和保護(hù)電路 輔助電源的功能是將逆變器的輸入電壓變換成適合控制電路工作的直流電壓。 ②輸出過壓、欠壓保護(hù)。 ④過流和短路保護(hù)。 (5)逆變主電路 逆變主電路就是由逆變開關(guān)器件等組成的變換電路，分為非隔離式和隔離式兩大類。 SPWM 控制技術(shù)及其原理 逆變系統(tǒng) 的 原理 本文所研究的電源是為了在輸出得到穩(wěn)壓恒頻的交流電壓信號(hào)，故采用電壓型逆變電路。把橋臂 1和 4作為一對(duì)，橋臂 2和 3作為另一對(duì)，成對(duì)的兩個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通，兩對(duì)交替各導(dǎo)通 8 ，即 4導(dǎo)通時(shí)關(guān)斷 3； 3導(dǎo)通時(shí)，關(guān)斷 4。當(dāng)負(fù)載為純阻性負(fù)載即逆變器的輸出電流 、 電壓相位角為零時(shí)，在電壓 正半周功率管 VT VT4導(dǎo)通，而在電壓負(fù)半周功率管 VT VT2導(dǎo)通，即逆變器中的續(xù)流二極管不工作；而當(dāng)負(fù)載電流、電壓相位角不為零時(shí)，在電流正半周功率管由兩種導(dǎo)通組合，即電壓正半周時(shí) VT VT4導(dǎo)通或電壓負(fù)半周時(shí)VD VD3導(dǎo)通，在電流負(fù)半周功率管也 相應(yīng)由兩種導(dǎo)通組合，即電壓負(fù)半周時(shí)VT VT3導(dǎo)通或電壓正半周時(shí) VD VD4導(dǎo)通，顯然當(dāng)負(fù)載電流、電壓相位角安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 7 不為零時(shí)續(xù)流二極管工作，以緩沖負(fù)載與逆變器直流側(cè)電容間的無功能量交換。 圖 23 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形 （ 2）面積等效原理 在采樣控制理論中有一個(gè)重要的結(jié)論： 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。例如圖 24中 a,b,c所示的三個(gè)窄脈沖形狀不同，但它們的面積（即沖量）都等于 1，那么，當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一個(gè)環(huán)節(jié)時(shí)，其輸出響應(yīng)基本相同。單相橋式逆變?cè)硪妶D 25（ a）。 圖示的電路和波形只是逆變過程基本原理的示意描述，實(shí)際上要構(gòu)成一臺(tái)實(shí)用型逆變器，還需要增加許多重要功能電路和輔助電路。下面對(duì)這幾種方法律簡(jiǎn)要的分析： （ 1） 自然采樣法。 pt 為脈沖寬度 ， ? ??????? ?????? 211 s ins in212 ttMTttt ononp ?? （ 25） 式 (25)中 ， t1和 t2不但與載波比 tTTN /? (T為正弦波的周期 )有關(guān) ， 而且是幅度調(diào)制比 M的函數(shù)，求解 tl、 t2與 M的關(guān)系比較復(fù)雜。 圖 27 SPWM脈沖信號(hào)規(guī)則采樣法生成原理 t 2T ct 1 t 3ttt eABE安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 11 值得注意的是，每個(gè)載波周期中，原正弦調(diào)制波與三角載波周期中心線的交點(diǎn)就是階梯波水平線段的中點(diǎn)。 由于 ， ， M 均為已知量，因此，規(guī)則采樣法 SPWM 脈寬 的計(jì)算較為簡(jiǎn)便，適合基于微處理器的數(shù)字 SPWM 控制。 由三角波頻率 f1與正弦波頻率 f之比為載波 比 N，則有 :fTffN t11 ?? （ 211） 將（ 210）代入（ 29）得 NkkTfftt t ???? ??? 222 11 ? ?22,4,2,0 ?? Nk ? NkkTfftt t ???? ??? 222 22 ? ?12,5,3,1 ?? Nk ? （ 212） 將（ 211）代入（ 28）得 ?????? ?? NkMTt ton ?s in12 ? ?22,4,2,0 ?? Nk ? ?????? ??? NkMTt ton ?s in12 ? ?12,5,3,1 ?? N? （ 213） 由于載波頻率 tf 是恒定的，通過改變 N的值就可以改變輸出 SPWM波的頻率。當(dāng)然由于采樣次數(shù)增大了一倍，使得數(shù)據(jù)處理量也大為增加，特別是當(dāng)載波頻率較高時(shí)，需要微處理器的運(yùn)算速度非常的快。 圖 29 單相全橋逆變電路 圖 29是采用 IGBT 作為開關(guān)器件的單 相 橋式電壓型逆變電路。在負(fù)載電流為正的區(qū)間， V1 和 V4 導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載電壓 Uo 等于直流電壓 Ud； V4 關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過 V1 和 VD3 續(xù)流， Uo=0。 單極性 SPWM 控制方式 所謂單極性 SPWM 控制是指逆變器的輸出脈沖具有單極性特征。單極性 SPWM 控制方式波形如圖 210所示。當(dāng) u?? 時(shí)，VT3 導(dǎo)通， VT4 關(guān)斷， Uo=Ud。即無論輸出正、負(fù)半周，輸出脈沖全為正、負(fù)極性跳變的雙極性脈沖。雙極性 SPWM 控制的調(diào)制及逆變器的輸出波形如圖 211所示。綜上所述，本系統(tǒng)采用的是以不對(duì)稱規(guī)則采樣法為基礎(chǔ)實(shí)現(xiàn)的單極性 SPWM控制。 DSP是一款高性能的數(shù)字處理芯片，它不僅運(yùn)算速度快，還有專門用于實(shí)現(xiàn) PWM的片內(nèi)外設(shè)。 以實(shí)現(xiàn)所研制的逆變裝置 能 輸出標(biāo)準(zhǔn)的正弦交流電。如表 21所示，為事件管理模塊 EVA/EVB及其信號(hào)名稱。 TMS320LF2407A的定時(shí)器有如下功能 :作為常規(guī)的定時(shí) /計(jì)數(shù)器使用；用于在 TXPWM引腳上輸出頻率和脈寬可調(diào)的 PWM波；與捕捉模塊結(jié)合測(cè)量 CAPx引腳上的脈寬；定時(shí)器 3與比較模塊配合產(chǎn)生死區(qū)可調(diào)的 6個(gè) PWM控制信號(hào) :啟動(dòng)AD轉(zhuǎn)換。在每個(gè)載波周期內(nèi)，輸出的方波將發(fā)生兩次電平翻轉(zhuǎn)。定時(shí)器 x（ x=1,2對(duì) EVA；x=3,4,對(duì) EVB）包括：一個(gè) 16位的定時(shí)器增 /減的計(jì)算器 CNTTX ，可讀寫；一個(gè) 16 位的定時(shí)器比較寄存器 CMPRTX ，可讀寫；一個(gè) 16 位的定時(shí)器周期寄存器PRTX ，可讀寫；一個(gè) 16 位的定時(shí)器控制寄存器 CONTX ，可讀寫；可選擇的內(nèi)部或外部輸入時(shí)鐘；用于內(nèi)部或外部時(shí)鐘輸入的可編程的預(yù)定標(biāo)器；控制和中段邏輯的用于 4個(gè)可屏蔽的中斷 — 下溢、溢出、定時(shí)器比較和周期中斷可選擇方向的輸入引腳 XTDIR 。 其結(jié)構(gòu)如圖 212所示。當(dāng)通用定時(shí)器 1 的計(jì)數(shù)器和比較單元的比較寄存器之間發(fā)生匹配且比較使能時(shí)，比較單元的比較中斷寄存器將被置位。 每個(gè)事件管理模塊可同時(shí)產(chǎn)生多達(dá) 8路的 PWM 波形輸出，有 3個(gè)帶殼變成控制的比較單元產(chǎn)生獨(dú)立的 3對(duì)（即 6 個(gè)輸出），以及由 GP 定時(shí)器 比較產(chǎn)生的 2個(gè)獨(dú)立的 PWM 輸出。 采用 LF2407的事件管理器，使用其中的脈寬調(diào)制電路來產(chǎn)生正弦 SPWM波形。 DSP 通過中斷請(qǐng)求系統(tǒng)中的一個(gè)兩級(jí)中斷來擴(kuò)展系統(tǒng)可響應(yīng)的中斷個(gè)數(shù)。如果一個(gè)引起中斷的外設(shè)事件發(fā)生且相應(yīng)的中斷使能位被置 1，則會(huì)產(chǎn)生一個(gè)從外設(shè)到中斷控制器的中斷請(qǐng)求，這個(gè)中斷請(qǐng)求反映了外設(shè)中斷標(biāo)志位的狀態(tài)和中斷使能位的狀態(tài)，當(dāng)中斷標(biāo)志位被清 0時(shí)，中斷請(qǐng)求也被清 0。 當(dāng) CPU 接受中斷請(qǐng)求時(shí)，為了區(qū)別這些引起中斷的外設(shè)事件，在每個(gè)外設(shè)中斷請(qǐng)求有效時(shí)都會(huì)產(chǎn)生一個(gè)唯一的外設(shè)中斷向量，這個(gè)外設(shè)中斷向量被裝載到外設(shè)中斷向量寄存器（ PIVR）里面。 GISR 中的程序代碼應(yīng)該讀出 PIVR 中的值，在保存必要的上下文之后，用 PIVR 中的值來產(chǎn)生一個(gè)轉(zhuǎn)移到 SISR 的向量。 圖 214三相 SPWM控制波裝載示意圖 由于三相逆變器中要求三相輸出電壓對(duì)稱，因此在一個(gè)裝載周期里面要裝載的值必須要有 120176。具體體現(xiàn)為值的差異，對(duì)于同一個(gè)采樣點(diǎn) k,幅值為 1的各相電壓采樣值為： ??????? NkUU ?sin ?????? ?? 32s in ??NkU V ?????? ?? 32s in ??NkU W (k=1,2,3? ,n) （ 216） 由此，可得 U、 V、 W三相的 oft 、 ont 和 oft? 、 ont 表達(dá)式為 : 當(dāng) k為偶數(shù)時(shí)，即頂點(diǎn)采樣時(shí)， U相有 : ?????? ?? NkMTt so ffU ?s in12 安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 21 ?????? ?? NkMTt sUon ?s in12 （ 217） 當(dāng) k為奇數(shù)時(shí)，即底點(diǎn)采樣時(shí)， U相有 : ?????? ?? NkMTt sonU ?s in12 ?????? ?? NkMTt sUoff ?s in12 （ 218） 同樣，可求得其他兩相的 oft 、 ont 值，由此可求出 U、 V、 W三相的脈沖寬度。 由于選擇的是不對(duì)稱規(guī)則采樣法 SPWM控制，因此可把三角波的半個(gè)載波周期，也就是一個(gè)采樣周期，作為中斷周期，所有的計(jì)算和處理都在中斷服務(wù)程序里實(shí)現(xiàn)?？砂涯骋活l率指令值對(duì)應(yīng)的中斷周期預(yù)先計(jì)算好，并制成表格，以便在線查找。同時(shí)，通過 M的改變，可在中斷服務(wù)中完成 CMPR值的在線計(jì)算和改寫。為了獲得強(qiáng)的帶不平衡負(fù)載的 能力，兩個(gè)串聯(lián)的電解電容必須 足 夠大，從而使逆變器體積和重 量 增加。 基于以上的比較分析，從經(jīng)濟(jì)角度出發(fā)，本系統(tǒng)的主電路拓?fù)洳捎萌珮螂娐贰?濾波電路采用電容濾波，將整流輸出的脈動(dòng)電壓轉(zhuǎn)化為平直的直流電壓，同時(shí)直流母 線中串有一個(gè)帶延時(shí)繼電器的大電阻，防止電路啟動(dòng)瞬間充電電流過大 。 電源電路主要是由 TPS7333 構(gòu)成為 DSP 提供 + 電源。隨著負(fù)載的加重 Ud 在 ～ 之間。 954 57?? (31) 電流定額： ??p n ??i ?? 5 57 3 86A (32) 電壓耐量： r ???? 554 8 ?? (33) 其中 ???? ???? 分別為電流、電壓安全余量系數(shù)。整流后電壓脈動(dòng)頻率為 f(三相全橋整流 f=300Hz),周期 T=1/f,則濾波電解電容的電容量為 :C=(3～ 5)T/R。設(shè)計(jì)的濾波器如圖 33 所示 ,圖中感抗 fLLX L ?? 2?? ,其隨頻率的升高而增大 ； 容抗 )2/(1)/(1 fCCX c ?? ?? ,其隨頻率的升高而減小。一般取濾波器的截止頻率 0)5~3( ffc ? ,為了避免對(duì)某次諧波過度放大 ,取 4 5 4 54 8 (34) 對(duì)電感 L和電容 C 的取值按以下方法 :根據(jù)逆變器的輸出功率和輸出電壓求得