【正文】 交 直變換電路 該變換電路的 任務(wù)是將電源的三相交流電變換為平穩(wěn)的直流電。整流器件采用不可控的整流二極管或二極管模塊。 濾波電路 由于整流電路輸出的整流電壓中含有 6 倍電源頻率的脈動(dòng)直流電壓，而逆變器采用 PWM 控制方式（由逆變器同時(shí)完成 VVVF） ,要求中間直流電路是電壓源型 , 所以一般采用電容器濾波。 2. 限流電路 圖 4 中，串接在整流橋和濾波電容器之間，由限流電阻 sR 和可控硅 VT 組成的并聯(lián)電路。所以，當(dāng)電容兩端的電壓增加到額定電壓的 70%時(shí)，觸發(fā)可控硅，將電阻 sR 切除電路，并使一直處于導(dǎo)通狀態(tài)。 直交變換電路 1. 逆變器 其功能是把直流電壓逆變成頻率可調(diào)的交流電壓。 2. 續(xù)流電路 由圖 4 中的 61 ~DD 構(gòu)成。這時(shí)，從電動(dòng)機(jī)的角度來(lái)看，電動(dòng)機(jī)處于再生制動(dòng)的工作狀態(tài)；從變頻調(diào)速系統(tǒng)的角度來(lái)看，拖動(dòng)系統(tǒng)在轉(zhuǎn)速下降時(shí)減少的動(dòng)能，由電動(dòng)機(jī)“再生”電能后，在變頻主電路的直流環(huán)節(jié)中被消耗掉了。由于 1C 和 2C 的容量較大，而切斷電壓又必須在逆變電路停止工作的狀態(tài)下進(jìn)行，所以，電容沒(méi)有快速放電的回路，其放電時(shí)間長(zhǎng)達(dá)數(shù)分鐘。 整流二極管模塊選擇 1．參數(shù)計(jì)算 1)通過(guò)二極管的峰值電流 AII Nm ???? (3― 4) 2)流過(guò)二極管電流有效值 ? ?mmD ItdII 313601 01200 20 ?? ? ? (3― 5) 式中， mI 為電機(jī)最大負(fù)載電流峰值，其值一般取為 ? ?6~5 NI 。交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計(jì) 18 電容器的均壓電阻取 WK 2/100 ? 。 直流回路短路過(guò)電流保護(hù) 1) 輸出直流電壓 VUU ldc ?????? ? (3― 13) 式中， ? 為安全系數(shù)，一般取 ； 為波動(dòng)系數(shù)。 3. 進(jìn)線電抗 Li 的電感量 iL iL 按下面的經(jīng)驗(yàn)公式計(jì)算 ? ?mHUIfUL Ki %2 212 ?? ? (3― 19) 式中， %KU —— 與變頻器容量相當(dāng)?shù)恼髯儔浩鞯亩搪繁龋?100 KVA 以下的一般取 %KU 為 5，將 VU 2202 ? ， AI 352 ? ， HZf 501 ? 代入上式得 ? ?mHUIfUL Ki %2 212 ?? ? 220 ????? ? 故實(shí)選進(jìn)線電感量 220 F? ，額定電流為 30A(交流 )或飽和電流為 50A(飽和電流考慮了 倍在要求 )。 1. IGBT 集電極電流 cI 計(jì)算公式為 ? ? ? ? NmC III ~~ ?? m? (3― 20) 式中， m? —— 電機(jī)過(guò)載倍數(shù)，一般小于 。 本章小結(jié) 本章首先介紹了主電路的基本結(jié)構(gòu)，對(duì)主電路中的整流電路、濾波電路、逆變電路以及能耗制動(dòng)電路的工作 原理進(jìn)行了分析；然后，根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)要求，對(duì)主電路中元器件參數(shù)進(jìn)行了分析、計(jì)算，并根據(jù)計(jì)算結(jié)果選擇了元器件。 可得脈寬時(shí)間： t 2a =T/2[1+MSin(w1 te )] t 2b =T/2[1+MSin(w1 te 120)] t 2c =T/2[1+MSin(w1 te +120)] 而間隙時(shí)間： t 1a =t 3a =(Tta )/2 t1b =t 3b =(Ttb )/2 t1c =t 3c =(Ttc )/2 CPLD功能實(shí)現(xiàn)及 VHDL 程序設(shè)計(jì) 1． CPLD 內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖及工作特點(diǎn) 圖 8 設(shè)計(jì)的 CPLD 內(nèi)部框圖 應(yīng)用 MAXPLUSII 軟件設(shè)計(jì)變頻調(diào)速系統(tǒng)的功能與原理框圖如圖 8 所示。過(guò)壓信號(hào)和過(guò)流信號(hào)輸入腳交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計(jì) 23 為高電平時(shí)，封鎖三相六路 P WM 輸出信號(hào)。此處 p 為三角波計(jì)數(shù)峰值（該處用 332）。 共 750 個(gè)數(shù)據(jù)，其峰值設(shè)為 166。 。） D=neutralD1 （ 750＜ circle≤ 1500 180176。） =Tdead D180。 三相分時(shí)電路的應(yīng)用 在該芯片中采用了查三角函數(shù)表取所需的三角函數(shù)值方法。本文提出了一種實(shí)現(xiàn)三相分時(shí)的思路。原理如圖 10所示。 圖 11 三相數(shù)據(jù)合并電路 時(shí)鐘 CLK 在每個(gè)運(yùn)算周期產(chǎn)生 3 次 上升沿。其中 retb這個(gè) box中的輸入 M[1..0]為判據(jù)，來(lái)確定 D[8..0]是否可以通過(guò)，如上所述 count0_2 為以 3 為模的計(jì)數(shù)器。 圖 14 中 CLKA、 CLKB、 CLKC 為輸入的分時(shí)時(shí)鐘信號(hào)，在每個(gè)三角波計(jì)數(shù)峰值處產(chǎn)生。 由上面分析可知道：該分式復(fù)用電路對(duì)圖 20中的 BOX1 電路進(jìn)行了復(fù)用，三路并列輸出的數(shù)據(jù)通過(guò)分時(shí)選擇，被分成按順序排列的一路數(shù)據(jù)送到 BOX1，經(jīng)過(guò)一系列運(yùn)算得出一路按順序排列的數(shù)據(jù)，該路數(shù)據(jù)其實(shí)包含了三相的信息。分別是 C相 B 相和 A相的數(shù)據(jù)。 圖 13 三相數(shù)據(jù)分離 ABC 三點(diǎn)為由 BOX2 分離后的數(shù)據(jù)，鎖存一個(gè)載波周期，送至后面的 PWM 發(fā)生器。并列輸入的三相數(shù)交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計(jì) 26 據(jù) 1 51 266 經(jīng)過(guò)該電路變成時(shí)間上承接的數(shù)據(jù) result[9..0],這樣送入的三相數(shù)據(jù)就實(shí)現(xiàn)了合成。在每一個(gè)載波周期，三角波發(fā)生到波峰時(shí)計(jì)算并輸出。達(dá)到只占用一個(gè)正弦表格，并且只耗用一個(gè)計(jì)算電路的效果。的三角函數(shù)表，輸出的 SP WM 波形脈沖的脈寬數(shù)據(jù)通過(guò)即時(shí)運(yùn)算電路得到，一種是建立一個(gè)三角函數(shù)表，輸出的 SP WM波形脈沖的脈寬數(shù)據(jù)通過(guò)分時(shí)運(yùn)算電路得到，運(yùn)算時(shí)間對(duì)輸出波形不會(huì)有什么影響，內(nèi)部的 ROM 空間要求也很小。 （ 4）、控制芯片設(shè)置了一種保護(hù)電路，是過(guò)流保護(hù)，檢測(cè)目標(biāo)是三相逆變橋的公共地線上的電流，防止電路中有短路或負(fù)載過(guò)重時(shí)所產(chǎn)生的大電流，當(dāng)控制芯片過(guò)流信號(hào)保護(hù)管腳為高電平時(shí)，封鎖三相六路波形輸出，將六路信號(hào)強(qiáng)制為零。） D 與三角波比較，得到不加死區(qū)的脈沖寬度。令 Dsin = Sin(m step),即查正弦表格的得到的值，γ取最大值 255， Dsin 取最大值 166 時(shí)，有以下關(guān)系： γmax Dsin(max) / 255 = 166 = ural 采用乘法器舍去低 8 位實(shí)現(xiàn)。當(dāng) circle= 1500176。當(dāng) D=neutral 時(shí)，輸出 SPWM 波形的占空比為 ，所以稱 neutral 為相中心點(diǎn)。 CPLD 數(shù)字系統(tǒng)工作原理及控制策略 （ 1）三角波的產(chǎn)生及 SPWM 的實(shí)現(xiàn) 運(yùn)算所得的數(shù)據(jù)生成 PWM 波形信號(hào)的電路示意圖如圖 9 所示 圖 9 中心對(duì)稱方式 SPWM 信號(hào)產(chǎn)生方式 芯片輸出的三相六路 SPWM 波形的產(chǎn)生是通過(guò) SPWM 調(diào)制方法，芯片內(nèi)部采納了類似 Intel 公司微控制器 SX196MC／ MH 的 PWM 波形發(fā)生的中心調(diào)制模式。復(fù)位腳 低電平有效，當(dāng)輸入為低時(shí)，六路 PWM 輸出為低電平，所有的內(nèi)部計(jì)數(shù)器置零，瞬時(shí)基波頻率置零。它作為交流電機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)的核心部分，在影響整個(gè)系統(tǒng)的性能方面占有極其重要的地位，它主要是向變頻主電路提供各種控制信號(hào)，以使主電路安全、可靠的工作。 2. IGBT 的耐壓值 CESU IGBT 關(guān)斷時(shí)的峰值電 壓為 : VdtL diUU dcC E SP )()( ????????? ? （ 3— 21） 式中， 為過(guò)壓保護(hù)系數(shù)， ? 為安全系數(shù)，一般取 ， 150 由 dtLdi 引起的尖峰電壓。但它熱時(shí)間常數(shù)小，承受過(guò)載能力差；因此，在實(shí)際的應(yīng)用時(shí)，應(yīng)從負(fù)載最嚴(yán)重的情形來(lái)選擇功率器件。 交流電源側(cè)保護(hù)元件參數(shù)選擇 1. 交流側(cè)過(guò)流保護(hù)快速熔斷器 1FF 1FF 熔體的額定電流為 211 IKI FFF ? (3― 18) 其中， 1FK 是與負(fù)載的過(guò)載倍數(shù)以及整流模塊的安全裕量有關(guān)的系數(shù)，考慮到?? ， ?m? ，取 1FK =，所以有 211 IKI FFF ? = ?? ，故實(shí)選熔斷 器額定電流為 30A。 假若要求充電時(shí)間 stc 30? ，那么 ?????? ? KctR cs 304 6 (3― 11) 故 sR 上消耗的功率為： WRURUP LDCR )(8 5252 ??? (3― 12) 實(shí)際上，假若不是經(jīng)常性的沖放電時(shí)， sR 的瓦數(shù)可選小一些 ，以減小設(shè)備的體積。 2. 元件選取 根據(jù)上式確定的電壓、電流定額，選擇二極管模塊 MOD MOD2, 型號(hào)為： 6RI30G120，即（ 60A,1200V）。 系統(tǒng)主電路參數(shù)設(shè)計(jì)與選擇 由圖 4 可知，主電路由整流電路和 IGBT 逆變電路構(gòu)成，它是本系統(tǒng)的功率驅(qū)動(dòng)單元，由不可控整流環(huán)節(jié)、中間直流環(huán)節(jié)、和逆變環(huán)節(jié)構(gòu)成。為此，在系統(tǒng)電路中設(shè)計(jì)了由 VE、 RE、 VDE組成的放電回路，以免過(guò)高的直流電壓使各部分器件損壞。 3)為電路中的寄生電感在逆變過(guò)程中釋放能量提供通路。 1V ~ 6V 的器件接受控制電路中的 PWM 調(diào)制信號(hào)的控制，將直流電壓逆變成三相交流電壓。 圖 5 可控硅觸發(fā)電路 圖中，通過(guò)調(diào)節(jié) 1P 來(lái)設(shè)定基準(zhǔn)電壓。為限制該沖擊電流，有必要在整流橋的輸出端和濾波電容器之間串入一個(gè)限流電阻 sR ?？梢?jiàn)，中間直流電路的電容除起濾波作用外，還起儲(chǔ)能作用，因而它的電容量必須較大，所以，又稱儲(chǔ)能電容器。 2. 整流器件的一般選擇原則 1） 最大反向電壓 RMU mRM UU 2? ，式中 mU 是電源線電壓的振幅值 (3― 1) 2) 最大整流電流 VDMI 交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計(jì) 13 NVDM II 2? ，式中 NI 為變頻器的額定電流 (3― 2) 3) 整流輸出的平均直流電壓 dU 如果電源的線電壓為 LU ，則三相全波整流后平均直流電壓的大小 dU = U 。對(duì)于小功率的，輸入電源多用單相 220V，整流電路用單相全波整流橋；對(duì)于大功率的，一般用三相 380V電源，整流電路為三相橋式全波整流電路。 本課題選用的是交 直 交電壓型 PWM 變頻主電路，它包括不可控整流電路、濾波電路和三相橋式逆變電路以及能耗制動(dòng)電路。 本章小結(jié) 本章主要根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求，對(duì)系統(tǒng)主電路和控制 電路的幾種 可能實(shí)現(xiàn)的方案進(jìn)行充分的論證、分析，提出了系統(tǒng)采納的方案以及說(shuō)明選用該方案的原因，最終，系統(tǒng)主電路選用了交 直 交電壓型變頻主電路，控制電路利用模擬電路和數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，采用的是閉環(huán)控制，這樣，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，縮短了設(shè)計(jì)周期。這種電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，產(chǎn)生原理完全不同于傳統(tǒng)的方法，可以和微機(jī)配合使用，僅占用微機(jī)很少的時(shí)間，也可以做成完全獨(dú)立式，不占用微機(jī)任何資源。此外 ,使用 CPLD/ FPGA 的控制器可以在不改變主電路的前提下通過(guò)重新編程就可以獲得不同的控制方式 ,從而提高和升級(jí)系統(tǒng)的性能。此外 ,單片機(jī)對(duì)系統(tǒng)調(diào)節(jié)的實(shí)時(shí)性差 (96系列的機(jī)型也不能滿足要求 ),因此單片機(jī)構(gòu)成的系統(tǒng)一般需要外接產(chǎn)生 PWM的芯片 ,單片機(jī)主要用于協(xié)調(diào)系統(tǒng)的工作及輸出顯示。當(dāng)控制電路設(shè)計(jì)完成后 ,就是一個(gè)相對(duì)獨(dú)立的系統(tǒng) ,調(diào)節(jié)、控制方式不能再更改 ,系統(tǒng)的總體協(xié)調(diào)功能差。 交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計(jì) 8 圖 1 交 直 交電壓型變頻主電路 逆變功率器件的選擇 功率器件應(yīng)根據(jù)設(shè)計(jì)的要求和性能指標(biāo)來(lái)選擇，對(duì)于變頻調(diào)速系統(tǒng)，一方面要求開(kāi)關(guān)頻率足夠高，另一方面要求有足夠的輸出容量，對(duì)比 SCR、 GTO、 BJT、GTR、 IGBT、 MOSFET、 MCT 等幾種常用的新型功率半導(dǎo)體器件， SCR 導(dǎo)通容易，但需強(qiáng)迫換流電路使其關(guān)斷； IGBT 具有自關(guān)斷能力，且有 GTR 的大容量和MOSFET 的驅(qū)動(dòng)功率小、開(kāi)關(guān)動(dòng)作快等優(yōu)點(diǎn)，是中小容量 最為流行的器件； MCT綜合了晶閘管的高電壓、大電流特性和 MOSFET 的快速開(kāi)關(guān)特性，是極具有發(fā)展前景的大功率、高頻開(kāi)關(guān)器件。而不可控整流的優(yōu)點(diǎn)是對(duì)電網(wǎng)的干擾較小，整流得到的直流諧波小，電壓穩(wěn)定，因而輸入功率因數(shù)高；缺點(diǎn)是直流電壓不可控，要想控制輸出電壓值，只有通過(guò)后面環(huán)節(jié)（逆變器可以控制電壓大?。?。因此，