【正文】 ，升壓完畢。在驅動電壓的輪流開關作用下，半橋電路兩只晶體管交替導通和截止。單相橋式逆變器有四個帶反并聯(lián)續(xù)流二極管的IGBT組成，分別為VT1~VT4，直流側由兩個串聯(lián)電容，他們共同提供直流電壓Ud，負載為阻感負載，調制電路分別由單相交流正弦調制波形和三角載波組成，其中三角載波和正弦調制波的幅值和頻率之比分別被稱為調制度和載波頻率，這是SPWM調制中的兩個重要參數。 推挽式逆變電路方案選擇：橋式電路和推挽電路的電壓利用率是一樣的，均比半橋電路大一倍。DC/AC變換電路采用全橋變換電路。[7]。常見的直流升壓電路為升壓斬波電路（Boost Chopper），由開關S、電感L、電容C組成。此時，電容C放電，R上流過電流I0，R兩端為輸出電壓V0，極性上正下負。由于線圈中的磁場將改變線圈L兩端的電壓極性，以保持I0不變。 由晶體管和二極管組成的Boost電路（2）逆變電路接下來就由315V的直流電作為橋式逆變電路的輸入，通過控制電路控制三極管的導通來完成逆變過程的工作。四個開關導通(或關斷)占空比均相等。通過TT3和TT4的間隔導通與關斷，在經過濾波電路濾波便完成了一個周期的工作過程，這樣往復工作便得到了預期的220V交流電[9]。為了方便推導計算電感上L的公式。所以在設計L時要盡量使電路工在連續(xù)狀態(tài)，這就是設計電感時的要求。下面推導計算L的公式。載波比：，為三角波頻率，為調制波頻率[11]。s[12]。所以選用此方案。IR2110的輸入端為滯環(huán)施密特出發(fā)電路，以提高抗干擾能力和接受上升沿環(huán)慢的輸入邏輯信號，Vdd/Vcc電平轉換電路把輸入邏輯信號電平轉換為輸出驅動信號電平，其兩路輸出均采用圖騰柱輸出，輸出級由兩只峰值電流為2A以上，內阻為3歐姆以下的N溝道FET組成，輸出級可提供的驅動電壓為15V20V。才能夠正常工作，一般來說，SPWM的開關頻率較高，應采用小容量電容，以提高充電電壓，否則在有限的時間內無法達到自舉電壓，實驗表明采用33μF的自舉電容時，驅動電路的工作狀態(tài)良好。F的電容形成保護時間控制。 PWM驅動信號形成電路(1) 主電路中4個開關器件T1到T4的驅動信號VGVGVGVG4由上圖生成。Vrm，頻率為fc。 LC濾波電路。用在要求高的電源電路中，RC濾波中的電阻要消耗一部分直流電壓，R不能取得很大用在電流小要求不高的電路中。 仿真電路 主電路仿真圖 。三角載波信號由“Source”庫中的“Repeating Sequence”模塊產生，正確設置參數，三角波經過處理，便可成為頻率為fc的三角載波。由FFT分析可知：在m=，fc=750Hz，fr=50Hz，即N=15時，輸出電壓的基波電壓的幅值U1m=，基本滿足理論上的U1m=m*Ud(即300*=150)。改變調制比m和載波比N，如增大m和N，可以有效減小輸出電壓和輸出電流的諧波分量。在設計過程中，對設計所用的各類軟件都有了一定的掌握和了解，如CAD、Word、ppt等。 展望目前，逆變技術的核心部分逆變器和控制部分，雖然自關斷器件的產生簡化了主電路的繁瑣，但是器件的開關頻率，器件的功率，觸發(fā)電路的設計以及壽命仍受一定的限制，所以將會導致你變電源輸出的正弦波形仍受一定的影響，盡管在控制方法已經略有成熟，但是有些控制方法還只是理想預測，實現起來還很困難，所以對逆變電源的研究仍具有十分深遠的意義。本論文從選題到完成，每一步都是在單老師的指導下完成的，傾注了單海歐老師大量的心血。正是基于單海歐老師的悉心指點和大家的全心的幫助，我才能比較順利地完成畢業(yè)設計。作為一個本科生，我對實際的工程設計認識不夠，經驗不足，難免在設計的整體框架中，有很多的細節(jié)沒有考慮。單老師淵博的專業(yè)知識，嚴謹的治學態(tài)度，精益求精的工作作風，誨人不倦的高尚師德，嚴以律己、寬以待人的崇高風范，樸實無華、平易近人的人格魅力對我影響深遠。比如IR2110控制芯片閉環(huán)控制的問題、電流電壓檢測值的誤差分析等問題。綜上所述：PWM控制的逆變電源是比較穩(wěn)定的。 輸出電壓的FFT分析對輸出電流io進行FFT分析。 PWM逆變器V1觸發(fā)脈沖波形 仿真波形 波形仿真 。 PWM產生圖。第4章 仿真分析 仿真目的本設計采用了控制芯片對系統(tǒng)的主電路進行控制，對系統(tǒng)升壓電路、逆變電路、直流交流檢測電路以及過流保護電路直接控制。LC濾波器又分為單調諧濾波器、高通濾波器、雙調諧濾波器及三調諧濾波器等幾種。正弦波幅值之比值勤稱為調制比M=Vrm/Vcm。TT2的驅動信號VGVG2由正弦波Vr和三角波Vc的瞬時值相比較確定；TT4的驅動信號VGVG4由瞬時值Vr、Vc之和Vr+Vc的正負值確定。等故障消除，比較器輸出低電平，逆變器又自動恢復工作。 輔助電路的設計 過流保護電路過流保護電路[14]。H0和L0是兩路驅動信號輸出端，驅動同一橋臂的MOSFET，IR2110的自舉電容選擇不好，容易造成芯片損壞或不能正常工作。 IR2110的內部結構圖中HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。本文驅動電路的設計采用的是驅動芯片。②調制比M的選擇 （）選取正弦波的幅值Vrm=5V，則三角波幅值為Vcm= V。此可推得臨界條件為： （）下面進行具體的計算： （）由=48V，=315可得= 又=10kHz，可得：=100us，同時=但是，如果電感量太小，電流線性下降快，即在電感中能量釋放完時，尚未達到MOS管重新導通的時刻，因而能量得不到及時的補充，這樣就出現了電流不連續(xù)的工作狀態(tài)。在連續(xù)狀態(tài)下，輸入電流不是脈動的，紋波電流隨L增大而減小。 主電路中Boost環(huán)節(jié)等效圖Boost電路工作的基本原理已經在前面章節(jié)中敘述了。然后TT4加觸發(fā)脈沖，并且同時TT3的觸發(fā)脈沖消失，TT4這兩個MOS管導通，但不能立即導通，等電流下降到零時開始導通，然后電流流過T4的漏極，同樣經過濾波電路回到T2的漏極。，它共有四個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成。高于V0時，電容有充電電流；等于V0時，充電電流為零；當V0有降低趨勢時，容向負載R放電，維持V0不變。所以電容不能通過開關管放電。 Boost電路原理圖Boost電路的工作過程是這樣的。由于本設計鑒于簡單便攜，可以在任何場所提供穩(wěn)定的交流電源使用，相比整流電路來說Boost電路結構緊湊，所以選用Boost升壓電路作為提供逆變過程的高電壓。過流保護電路采用電流互感器作為電流檢測器件，其具有足夠的響應速度，能夠在MOS管允許的過流時間內將其關斷。第3章 系統(tǒng)的主要模塊 系統(tǒng)的主要組成。 單相橋式逆變電路方案三：。[6]。不僅能起調壓的作用，同時還能起到有效地抑制諧波電流噪聲的作用。 充電過程等效電路圖（2）放電過程放電過程中，這是當開關閉合（三極管或MOS管截止）時的等效電路。這時，輸入電壓流過電感。 Boost升壓電路T he boost converter，或者叫stepup converter，是一種開關直流升壓電路，它可以是輸出電壓比輸入電壓高。 （）基波電流有效值 （）負載電壓有效值Uo和直流電壓Ud的關系 （）實際工作過程中，感應線圈參數隨時間變化，必須使工作頻率適應負載的變化而自動調整，這種控制方式稱為自勵方式。保證晶閘管的可靠關斷：晶閘管需一段時間才能恢復正向阻斷能力，換流結束后還要使VTVT4承受一段反壓時間tβ，tβ=t5t4應大于晶閘管的關斷時間tq。t2時刻后，LTVTVTLT3到C；另一個經LTVTVTLT4到C。t2t4：t2時觸發(fā)VT2和VT3開通，進入換流階段。輸出電流波形接近矩形波，含基波和各奇次諧波，且諧波幅值遠小于基波。采用負載換相方式，要求負載電流超前于電壓。換流方式有負載換流、強迫換流[4]。單相電流型逆變電路：(1) 直流側串大電感，相當于電流源。)，VV4的柵極信號分別比VV1的前移180186。各柵極信號為180186。輸出電壓定量分析uo成傅里葉級數 （）基波幅值 （）基波有效值 （）uo為正負各180186。1和4一對，2和3另一對，成對橋臂同時導通，交替各導通180176。 半橋逆變電路單相半橋電壓型逆變電路簡單，使用器件少。為了給交流側向直流側反饋的無功提供通道，逆變橋各臂并聯(lián)反饋二極管。 PWM逆變電路及控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術。 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形下面分析用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波。如果周期性地施加上述脈沖，則響應i(t)也是周期性的。 面積等效原理（RL電路）上。 雙極性PWM控制原理方式沖量相等而形狀