【正文】 （）注意 ( )是每個信道的 SNR，那么上式就是所有天線 SNR 的和，20/lN??llh?這意味著即使單個的 SNR 很小時 也會很大。指數(shù)衰減信道下，以 QPSK 調制方式仿真，當 BER 為 時，鏈路增益約為 7dB，這是310?相當可觀的。410 310? 圖 420 分集的 BER 仿真 圖 421 分集的 PER 仿真 信道模型 高斯信道（AWGN）眾所周知，在數(shù)字通信系統(tǒng)中，高斯白噪聲信道模型是最容易分析的信道模型。N0 為平均噪聲功率。該信道模型反映了現(xiàn)實世界中的一種特殊情況，即反射體產(chǎn)生的多徑長度依次遞增。信道沖擊響應幅度服從瑞利分布，相位服從均勻分布，平均功率服從指數(shù)衰落。 定時估算 定時估算有兩個主要任務：分組檢測和符號同步。這是所需完成的第一個同步算法，因此剩下的同步過程都依賴于分組檢測完成的優(yōu)劣。DPFAP是檢測到確實出現(xiàn)的概率，因為 值代表了檢測希望達到的質量。 29 圖 423 QPSK 在不同信道分組檢測率圖 424 QPSK 在不同信道分組檢測方差 符號定時符號定時是指求得單個 OFDM 符號開始和結束的精確時刻。該精確是通過計算接收信號 和已互參考 的相關系數(shù)實現(xiàn)的，比nrkt如，可以通過短訓練符號的結束點或長訓練符號的起始點找到符號定時的估算。這大大簡化了硬件的實現(xiàn)，因為實際中是沒有乘法的。兩個主要現(xiàn)象會引起惡化：減少大量待得到的子載波以及相鄰載波引起的 ICI。在仿真中，實現(xiàn)的是頻率同步的時域算法。在接收機對載波頻率 的信號進行降頻轉換后，接收的txf txf復雜基帶信號 nr在忽略瞬時噪聲的情況下為 （）222()2txsrxstxrssjfnTjfnTjfnTjfnTneee?????????其中 是發(fā)送和接收載波的頻差，設 D 為兩個重復符號的相同取樣之間txrff??的延時。在仿真中，是采用短訓練符號來作為輔助數(shù)據(jù)的。圖 426 是以 QPSK 為調制方式，使用相位跟蹤后得到的接收星座圖。通過信道估計算法，接收機可以得到信道的沖激響應。IEEE 包括了 4 個發(fā)送數(shù)據(jù)中預先確定的子載波，這些專用的子載波都指的是導引子載波，導引的主要目的在于幫助接收機準確的跟蹤載波。max 9116252650sf kHzDT?????: 相位跟蹤頻偏估計并非十全十美，還會有一些頻率誤差，還會存在星座圖的旋轉。允許的最大頻率誤差通常利用子載波?間隔 進行歸一化。這種方法訓練信息至少需要兩個連續(xù)重復的符號。在 WLAN 應用中，類型 1 最重要。很顯然正確的符號定時點在 的峰值時刻。較大的取值可以改進估算的性能，但是同時也會增大計算量。WLAN 接收機知道接收的前導，因此接收機可以利用簡單的基于符號定時算法的互相關系數(shù)。一般情況下 增FA FA加 就增加， 減少 就減少，因此設計者必須要解決算法在這兩相沖突的目標間DFAD達到平衡的問題。檢測如下：1H ：沒有出現(xiàn)分組0 ：出現(xiàn)分組1實際檢測中通常是看決定變量 是否超出預定的閥值 。分組對于實現(xiàn)優(yōu)秀的網(wǎng)絡性能有著至關重要的意義。從圖 422 可以看出，高斯信道性能比指數(shù)衰減信道好。對于指數(shù)模型，平均附加時d?延 ，rms 延時擴展 。高斯白噪聲信道幅度服從正態(tài)分布。高斯白噪聲是接收機中由電子隨機運動產(chǎn)生的熱噪聲模型。從圖 420 和 421可以看出，對于整個鏈路而言，采用分集技術，帶來的增益是相當大的。%最大比例合并接收分集b_syms=repmat(conj(channel_est(:,1)),1, n_ofdm_syms).*squeeze(rx_syms(1,:,:)) + repmat(conj(channel_est(:,2)), 1, n_ofdm_syms).*squeeze(rx_syms(2,:,:))。這為 MRC 提供了加權系數(shù)，明白地說，就lllh?是每個天線的權重是與其衰落損耗相對應的。在 MRC 中，在 個接收天線輸出端的信號線性組合在一起以獲得最M大的瞬時 SNR，獲得最大 SNR 的系數(shù)可以直接使用優(yōu)化理論得到。對于鏈路中發(fā)射分集采用分組空時碼時的 BER 和 PER 性能分析如圖 416 和圖 417，發(fā)射分集的增益還是很明顯的。ofdm_syms_out(1,:) = ant1_syms(:).39。ant2_syms(:,1:2:num_symbols) = mod_syms(:,2:2:num_symbols)。實NM際上分組空時碼是以以下的方式來為每個符號及其共軛分配一個空時符號差的，即這些符號差為所有符號生成了最大的分集，這一條件是由不同符號差之間的正交特性所導致的，因此最大似然解碼是對符號 獨立進行的，、 、 、碼器結構，它是由 個簡單最大似然解碼器并行組成的。在接收端 QPSK 的接收星座圖如圖 415。QPSK 指數(shù)衰減信道下不同速率的性能比較： 22 圖 413 QPSK 在 Exp 信道下的 BER 仿真圖 圖 414 QPSK 在 Exp 信道下的 PER 仿真從圖 413 和 414 的仿真結果可以看出，1/2 碼率比較穩(wěn)定，性能相對較好。無線多徑信道的頻率選擇性衰落會使接收功率大幅下降，信噪比也會下降。 %% 產(chǎn)生 QPSK 符號table=table([0 1 3 2]+1)。為了所有的映射點有相同的平均功率，輸出要進 21 行歸一化，所以對應 BPSK、QPSK、16QAM 和 64QAM，分別乘以歸一化系數(shù) 、 、 ，輸出的復數(shù)序列即為映射后的調制結果。表 QAM 調制的距離特性調制方式 aveP歸一化 值2mindSNR 增加值QPSK 1 —8QAM 6 16QAM 10 32QAM 20 將 QAM 認為是在 I 和 Q 載波上的兩個獨立的 ASK 調制，就可以近似計算出QAM 調制的符號差錯率，如式（）： （） 0314()(1)ss EPMN????????? 四種調制方式性能仿真 采用四種調制方式，分別是 BPSK、QPSK、16QAM 和 64QAM。 （411）()cos()sin()kkcstIwtt?? （） cA??式（）中的幅度和相位項可從式（）和式（）中計算得到。因此，PSK 不是充分利用二維空間來排列星座點的，所以多于 8 點的 PSK 調制是不常用的。當星座的點數(shù)增加時，這種在星座維數(shù)上的增加會改善 的性能。式() 表示的是 PSK 信號的載波波形，調制是對 項進行的。??， ， （） ()cos()kstwt?2ASK(BPSK)、4ASK、 8ASK 的調制都有相同的最小距離 ，但是星座的平均2min4d?功率是不同的。mind最小距離的大小取決于多個因素：星座中點的個數(shù) ，平均功率 和星座的形MaveP狀，其中最重要的是星座點的個數(shù)，它是由每傳輸一個符號所對應的比特個數(shù) 來決k 17 定的： 。需要由該最小噪聲來生成判決差錯，式（）定義的 Q 函i數(shù)用于計算一個星座圖實際的 BER 或 ，Q 函數(shù)的值等于服從零均值、單位方差的正bP態(tài)分布的隨機變量的概率密度函數(shù)（PDF）尾部的面積。 的四種調制方式為： BPSK、QPSK、16QAM 、64QAM 。步驟一可用下式表示： （）(/16)(mod)(/16)CBPSiNkflrk??0,.1CBPSN??步驟二可用下式表示： （）(/)(/)modCBPSCBPSjsflorisflris???,.CBPSi其中 由下式?jīng)Q定： （）max(/2,1)CBPSsN?解交織則是進行相反的過程。如果系統(tǒng)在一個純粹的 AWGN 環(huán)境下運行，就不需要交織，這是因為通過重新分配位的方法是無法改變誤碼分布的。Viterbi 譯碼屬于概率解碼，它的基本思想是最大似然算法：把接收到的序列與所有可能的發(fā)送序列進行比較，選擇一種距離最小的序列作為發(fā)送序列。保留卷積編碼器輸出的一些比特，提高編碼速率，減少碼間自由距離。這 段時間內的碼元數(shù)目 稱Nn為卷積碼的約束長度。end 編碼 信道編碼 卷積編碼與比特打孔OFDM 系統(tǒng)中采用的是前向糾錯法中的卷積編碼。short_trs_len=length(short_trs)。圖 43 前導第一部分用于同步（信號檢測、AGC、分集選擇、頻偏估計和捕獲定時） ，而第二部分用于信道估計。 本鏈路中循環(huán)前綴長度（保護間隔）為 s（16chip） ，用 Matlab 對多徑時延大?小所造成影響進行仿真（在指數(shù)衰減信道下，以 R1/2 碼率 QPSK 的調制方式，其它為默認值）：當多徑時延大于 s 時則 BER 增大。同時，由于 OFDM 延時副本內所包含的子載波的周期個數(shù)也為整數(shù)，時延信號就不會在解調過程中產(chǎn)生 ICI。mod_ofdm_syms = mod_ofdm_syms(:).39。scramble_patt = scramble_patt(1:n_ofdm_syms)。短訓練序列用于對時間及頻率誤差的粗略的和精確的估計，長訓練序列用來估計信道脈沖響應或信道狀態(tài)信息。1。, [1:5 7:19 21:26 27:32 34:46 48:52]39。PilotSubcPatt39。, ... %數(shù)據(jù)子載波位置39。NumPilotSubc39。PilotScramble39。LongTrainingSymbols39。, [7:32 34:59]39。1 1 1 1 0 0 1 ], ... %卷積碼生成矩陣39。具體鏈路鏈接如圖所示：圖 41 鏈路仿真圖 鏈路仿真參數(shù)SampFreq39。從這個角度上來說，OFDM技術也可以看成是一種編碼技術。整個調制的過程可以看作一個函數(shù)：y=f(x)。如圖所示。圖 插入循環(huán)前綴 對于 OFDM 調制過程的理解通過上面對于OFDM 調制過程三個步驟原理的描述，已經(jīng)作了一個初步的介紹。有意思的是，與FDM中的使用頻率保護間隔類似，對于OFDM這樣的頻率使用率高的系統(tǒng)來說，需要在時域上插入保護間隔。從直觀上來看，64 個數(shù)之間產(chǎn)生了互相間的關聯(lián)，如果有一個數(shù)據(jù)在傳輸中發(fā)生錯誤的話，就會影響其它的數(shù)據(jù)。假設是64點FFT的話，那么一次輸入64個串行數(shù)據(jù)，再輸出64個串行數(shù)據(jù)。串并變換之后進行傅立葉變換，在發(fā)射端是反變換（IFFT） ，在接收端是下變換（FFT） 。因為從原來的一串數(shù)，現(xiàn)在變成了由實部和虛部組成的兩串數(shù)。圖 星座映射的過程OFDM 中的星座映射，其實只是一個數(shù)值代換的過程。下面依次進行介紹。如下圖所示。由于一般的 OFDM 系統(tǒng)均采用循環(huán)前綴（Cyclic Prefix，CP）方式，使得它在一定條件下可以完全消除信號的多徑傳播造成的碼間干擾，完全消除多徑傳播對載波間正交性的破壞，因此 OFDM 系統(tǒng)具有很好的抗多徑干擾能力。另外，OFDM 的個子信道上還可以采用多進制調制（如頻譜效率很高的QAM） ，進一步提高了 OFDM 系統(tǒng)的頻譜效率。OFDM 系統(tǒng)有許多非常引人注目的優(yōu)點。 的系統(tǒng)參數(shù)表 為 中規(guī)定的系統(tǒng)主要參數(shù) [1]。(12) 每一組從編號為26~26 的子載波經(jīng)過逆傅立葉變換轉為時域信號。一組中的符號映射到編號為26~22 、20~6~1~8~22~26 的OFDM 子載波上。(7) 接下來對數(shù)據(jù)進行 1/2 速率的卷積編碼，然后再根據(jù)編碼速率的需要進行打孔(Puncture)。并在尾部補‘0’比特使數(shù)據(jù)段的長度達到 NDBPS 的整數(shù)倍。Signal 部分不需要擾碼。(2) 根據(jù)發(fā)端的速率位、長度位和業(yè)務位，在添加適當?shù)谋忍氐玫?PLCP 頭。圖 OFDM 的符號結構 OFDM 的編程過程 對物理層的 PPDU 編碼過程給出了詳細的規(guī)定，編碼過程包括以下步驟：(1) 產(chǎn)生 PLCP 序列。其中，信號段的速率位以及長度位決定著數(shù)據(jù)的比特率，進而決定其調制方式，編碼速率等一系列參數(shù)值。圖 PPDU 幀結構其中，報頭包括速率（Rate）位，保留（Reserved）位、長度（Length）位、奇偶 4 校驗（Parity）位、尾比特和業(yè)務（Service）位。1999 年 標準通過，它應用于 5GHz的頻段，并且最高支持 54Mbps 的速率。可以說，正是筆記本電腦上網(wǎng)的問題促進了WLAN的發(fā)展，并使得WLAN變成了一個熱門的技術。 3 第二章 無線網(wǎng)絡是無線通信中的一個重要的應用，根據(jù)網(wǎng)絡范圍的大小又可以劃分為局域網(wǎng)、城域網(wǎng)和廣域網(wǎng)。它具有良好的抗 IsI 和高頻譜利用率特性，但是對頻率偏差和峰均比(PAPR)非常敏感。為獲得最大的數(shù)據(jù)吞吐量，多載波調制器可以智能地分配更多的數(shù)據(jù)到噪聲小的子信道上OFDM 信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調制到在每個子信道上進行傳輸。OFDM 系統(tǒng)比傳統(tǒng)的 FDM 系統(tǒng)要求的帶寬要少得多。特別是在無線通信的情況下，對這