【正文】 switching，與液晶電視的燈管驅動用inverter等領域。MOSFET IC的發(fā)展動向?低電感化、低阻抗化封裝技術如上所述隨著壓比較器(regulator)動作頻率的高頻化，今後除了改善元件的RDS(on)，Qg，Qgd，Rg特性之外，小型化封裝技術也是關鍵性技術。具體而言封裝上必需盡量降低source固定導線(bonding wire)阻抗RW、source/gate的電感成份Ls，Lg。以gate電感Lg為例，為了使gate容量Qg能在數ns時間內充電，所以gate電流Ig必需在數ns時間內站立。?source電感會降低效率圖6是說明有關high side元件的source電感Ls的影響，它市針對source導線電感Ls內產生的電壓VLS與動作頻率，進行依存性計算獲得的結果。雖然SOP8封裝的Ls取決於source導線長度、直徑、數量，不過即使如此，它的source導線電感Ls大約有2~5nH。5nH的場合，動作頻率超過3MHz的VLS，Id=10A時，(Id變成20A大電流時，source導線電感Ls內產生的電壓VLS，分別變成2倍亦即:2V/3MHz,3V/5MHz)。 至於high side的Tr1，該Ls會對gate驅動電壓轉換成負歸返，進而使ON阻抗朝上升方向動作，接著再受到VLS的影響，此時即使未對gate施加充足的驅動電壓，switching時間(上升時間tr)也會自動變長，turn ON損失則大幅增加，尤其是high side元件必需限制脈衝寬度狹窄時間，因此高頻動作時上述問題會更加突顯。由此可知source電感Ls對高頻特性具有不良影響，同時還會降低電源效率。有效對策除了事前的模擬分析，與事後的調整修正之外，低電感、低阻抗無導線結構的封裝方式勢必成為未來主流，值得一提的是降低導線的寄生source電感Ls，也是非常重要的關鍵性技術。圖6 source inductance的影響　?小型高散熱效率的封裝技術類似CPU驅動用電壓比較器與二次端同步整流用途，要求高頻化/大電流化的同時，小型化之後單位面積高電流密度則是未來的趨勢。一般Power MOSFET IC的封裝於印刷電路板的場合，MOSFET IC動作時產生的熱量是透過電路板排除，所以刷電路板的溫度必需抑制在105oC以下，這意味著良好的冷卻技術非常重要。圖7是國外業(yè)者正在開發(fā)的小型/低熱阻抗封裝LFPAKi(Inverted Type)的結構，由圖可知它是屬於lead彎曲type。本MOSFET IC最大特徵是利用金屬頂端(header)散熱，由於單純lead彎曲type，gate與source的電極左右相反，因此使用上非常不方便，設計上必需使上述兩電極類似LFPAK、SOP8作同方向佈線。LFPAK若與LFPAKi比較時，附冷卻風扇空氣冷卻的熱飽和狀態(tài)封裝熱阻抗，可以從25oC/W降至15oC/W，大約減少40%左右，由於channel溫度降低，動作時的ON阻抗也隨著下降， tpw=~10s過渡時間變成只有原來的1/3~1/5，所以峰值動作時可以獲得大電流化效益。圖7 Power MOSFET IC的封裝　?複合化/積體化 MOSFET IC圖8是高效率DCDC converter電源用Power MOSFET IC複合化/微積體化實例，Power MOSFET IC應用在非絕緣型DCDC電源時，類似圖8組合High side與Low side的電路，為避免上/下元件同時ON，因此上/下元件設置OFF時段(dead time)，在該時段若使用Low side內建的二極體，會因為該二極體的VF=，與逆復原時間trr的影響，產生High side的turn ON損失，進而變成高頻動作最後導致效率降低等結果。有效對策如圖8所示，將SBD(Shot key Barrier Diode)串聯(lián)連接，藉此避免dead time期間電流不會在二極體流動，同時降低turn ON損失。圖8(b)是將SBD微積體化至Low side MOSFET IC內部，藉此消除寄生電感的設計?！D8 一體封裝方式改善VF，trr特性　內建驅動IC的Power MOSFET可以滿足高頻化需求，尤其是CPU資料處理容量增加，提供CPU電力的電壓比較器必需同時具備低電壓、大電流、高速應答、高效率、輕巧、小型多重特性。傳統(tǒng)技術使用大容量電容器等被動元件，可是如此設計卻造成搭載電壓比較器的電路基板面積不敷使用等後果，雖然高頻化可以解決上述問題，不過反面缺點switching損失增加效率降低。因此Intel提案將驅動IC與上/下兩Power MOSFETIC積體於QFN56 package內，形成所謂的SiP(System in Package)結構。值得一提的是Intel根據「DriverMOSFET integrated SiP(DrMOS)」規(guī)範製成的「DriverMOSFET積體SiP」目前已經正式商品化。汽車電機用途的MOSFET必需具備強大負載短路耐量與高可靠性，為符合如此嚴苛要求，國外業(yè)者推出如圖9所示，具備過溫遮斷功能的熱力(thermal)型FET，當負載短路等因素造成MOSFET channel溫度Tch溫度達150177。20oC時，內建於晶片上的溫度感測部，與過熱遮斷/限制過電流電路就會開始動作，接著連接主功率(main power)MOSFET的sourcegate之間，過熱遮斷用MOSFET會變成ON，如此便可以達成保護功率MOSFET IC的預期效果。 有關遮斷後的復原方式可分為Latch Type與Hysteresis Type兩種，它的動作特徵分別是:?Latch Type:若未將遮斷後sourcegate之間的電壓歸零(reset)，就無法回復正常動作。?Hysteresis Type: 遮斷溫度低於額定值便自動回復正常動作。此外國外業(yè)者正積極開發(fā)具備自我診斷功能的功率MOSFET IC，當MOSFET發(fā)生元件損壞，或是外部電路例如負載open、負載short時，該MOSFET可以自動進行智慧型自我診斷動作，藉此保護系統(tǒng)整體的安全?！D9 具備過溫度遮斷功能的熱力型FET　MOSFET IC的電氣特性圖10是Power MOSFET IC的等價電路與關鍵性參數特性，雖然這些特性項目與破壞耐量都是MOSFET IC高性能的理想指標，不過基本上例如ON阻抗RDS(on)與耐壓VDSS等典型的互動關係中，已經與其它特性發(fā)生密不可分的關係。此外在各特性項目中並不是所有特性都有溫度依存性(互動關係)，換言之具體掌握Power MOSFET IC的電氣特性，對設計者選擇適合的MOSFET具有決定性的影響。　 圖10 Power MOSFET IC的等價電路與關鍵性參數　MOSFET IC的Rw，Lg，Ls等參數(parameter)取決於封裝方式；Rw主要是source wire的阻抗成份；Lg是source wire的寄生電感成份；Ls是gate wire的寄生電感成份，不過令人遺憾的是一般技術資料(data sheet)都不會記載這些參數。表2是Power MOSFET IC的最大額定值，表中的額定項目同樣與其它特性有密不可分的關連性，因此必需注意有些特性不允許同時出現。雖然最大額定drain電流ID，理論上可以利用表2的計算公式加以規(guī)範，不過實際上某些超低ON阻抗產品(數mΩ等級)，它的最大額定drain電流ID經常超過100A，由於ID受限於封裝時的導線固定溶斷電流，這意味著最大額定drain電流為 導線的溶斷電流具有相當的裕度(安全係數)。不過實際上若考慮電流流動時，drain與source lead產生的熱量， TO220封裝方式75A的額定電流反而是比較合理的數據。表2 Power MOSFET IC的最大額定值(2SK3418,Tch=25oC,)　有關反覆動作時的脈衝電流額定值Id(pulse)r，以Renesas公司的2SK3418為例，在tpw=150μs=150μs，反覆周期T=300μs(duty ≒)，case溫度Tc=90oC條件下，若取Tchmax的延遲為120oC的話，根據表2的理論式求得最大容許值如下: 　　　式中的θchc(tpw/T) 是2SK3418的過渡熱阻特性，它可以利用圖23的資料進行下列計算:θchc(tpw/T)==根據2SK3418的技術資料可知RDS(on)；溫度係數則引用RDS(on) Tc特性curve求得a=；θchc(tpw/T)是pw/T時的channel與case之間的過渡熱阻抗。此外電流值IAP與能量EAP等基本額定值，是以avalanche動作時，channel溫度在Tchmax150oC範圍內為前提。表3是MOSFET IC的電氣特性一覽。接著要根據表3記載的各項目，依序介紹它的溫度依存性與設計上的注意事項。 項目符號規(guī)格 測試條件單位溫度依存性設計重點min.typ.max.drain與source之間破壞電壓V(BR)DSS60　　　ID=10mA,VGS=0V●與ON阻抗有關drain遮斷電流IDSS　　　　10VDS=60V,VGS=0μA●溫度依存性極大損失性卻較低gate遮斷電流IGSS　　　　177。VDS=60V,VGS=177。20VμA　內建保護二極體type只有數nA~μA ，保證值為 177。μAgate與source之遮斷電壓VGS(off)或是Vth1　ID=1mA,VGS=10VV○影響switching時的噪訊、時間 tr,t?順向傳達admittance|YfS|5590　ID=45mA,VGS=10VS○　drain與source之間ON阻抗1RDS(on)1　ID=45mA,VGS=10VmΩ●決定ON損失重要參數，需注意隨著溫度呈曲線性上升drain與source之間ON阻抗2RDS(on)2　69ID=45mA,VGS=4VmΩ●輸入容量Ciss　9770　VGS=0VDS=10V?=1MHzpF　有Vds依存性，它是類比動作時驅動損失的指標輸出容量Coss　1340　pF　有Vds依存性，輕負載時影響下降時間 t?逆?zhèn)鬟_容量Crss　470　pF　有Vds依存性，左右switching時間t?,tr總gate charge量Qg　180　VDD=50VVGS=10VID=85V　nC　決定驅動損失特性，對gate驅動電壓依存性極大gate與so